跨阻放大器中的噪聲參數(shù)及因素考慮

LTC6268和LTC6269是單/雙500MHz FET輸入運算放大器，具有極低的輸入偏置電流和低輸入電容。它還具有低輸入?yún)⒖茧娏髟肼暫碗妷涸肼?，使其成為高速互阻?a href="http://www.ttokpm.com/tags/放大器/" target="_blank">放大器，CCD輸出緩沖器和高阻抗傳感器放大器的理想選擇。其低失真使LTC6268 / LTC6269成為驅(qū)動SAR ADC的理想放大器。

跨阻放大器中的噪聲

在較大范圍內(nèi)最大限度地降低LTC6268的噪聲在應(yīng)用中，仔細考慮了輸入?yún)⒖茧妷涸肼暎╡ N ），輸入?yún)⒖茧娏髟肼暎╥ N ）和輸入電容C IN 。

對于跨阻抗放大器（TIA）應(yīng)用，如圖1所示，這三個運算放大器參數(shù)加上反饋電阻R F 的值，以不同的方式對噪聲行為做出貢獻，外部組件和跡線將添加到C IN 。

重要的是要獨立地理解每個參數(shù)的影響。輸入?yún)⒖茧妷涸肼暎╡ N ）包括閃爍噪聲（或1 / f噪聲），其在較低頻率處占優(yōu)勢，而熱噪聲在較高頻率處占主導(dǎo)地位。對于LTC6268,1 / f轉(zhuǎn)角或1 / f與熱噪聲之間的轉(zhuǎn)換為80kHz。在負輸入處的i N 和RF對輸入?yún)⒖荚肼曤娏鞯呢暙I是相對直接的，而e N 貢獻由噪聲增益放大。因為沒有增益電阻，所以使用反饋電阻（R F ）和C IN 的阻抗計算噪聲增益為（1 +2πR F ?C IN ?Freq），隨頻率增加。所有貢獻都將受到閉環(huán)帶寬的限制。等效輸入電流噪聲如圖2-5所示，其中e N 表示輸入?yún)⒖茧妷涸肼暎╡ N ）的貢獻，i N 表示來自輸入?yún)⒖茧娏髟肼暎╥ N ）的貢獻，R F 表示來自反饋電阻（R F ）的貢獻。每個圖中還顯示了TIA增益（R F ）和輸入電容（C IN ）。比較圖2和圖2。 3和4＆amp;對于更高的頻率，當(dāng)由于上述放大導(dǎo)致C IN 為高（5pF）時，e N 占優(yōu)勢，而當(dāng)C IN 時，iN占主導(dǎo)地位。低（1pF）。

在較低頻率下，R F 貢獻占主導(dǎo)地位為10k和100k。由于寬帶e N 為4.3nV /√ Hz （見典型性能特性），R F 貢獻將在較低頻率下成為較小的因素如果R F 小于1.16kΩ，如下式所示：

優(yōu)化TIA應(yīng)用的帶寬

如果不加以控制，反相輸入節(jié)點的電容會導(dǎo)致放大器穩(wěn)定性問題。當(dāng)運算放大器周圍的反饋是電阻性的（R F ）時，將創(chuàng)建一個極點，其中R F || C IN 。該極點會產(chǎn)生過大的相移并可能產(chǎn)生振蕩。參考圖1，輸出的響應(yīng)是：

其中R F 是TIA的DC增益，ω是閉環(huán)的固有頻率，可表示為：

ζ是環(huán)的阻尼因子，可表示為

其中C IN 是運算放大器反相輸入節(jié)點的總電容，GBW是運算放大器的增益帶寬。無論C F ，系統(tǒng)都有兩個區(qū)域是穩(wěn)定的。第一個區(qū)域是當(dāng)R F 小于1 /（4π?C IN ?GBW）時。在該區(qū)域中，由反饋電阻器和C IN 產(chǎn)生的極點處于高頻率，這不會引起穩(wěn)定性問題。第二個區(qū)域是：

其中A O 是運算放大器的直流開環(huán)增益，由此形成的極點由R F C IN 是主極點。

對于這兩個區(qū)域之間的R F ，小電容C < sub> F 與R F 平行，可以引入足夠的阻尼來穩(wěn)定環(huán)路。假設(shè)C IN >> C F ，C F 需要滿足以下條件，

上述條件意味著較高的GBW將需要較低的反饋電容C F ，這將具有更高的環(huán)路帶寬。表1顯示了10kΩ和100kΩ的R F 的最佳C F 和1pF和5pF的C IN 。

利用更高的增益TIA實現(xiàn)更高的帶寬

良好的布局實踐對于從TIA電路獲得最佳結(jié)果至關(guān)重要。以下兩個示例顯示了499kΩTIA中LTC6268的截然不同的結(jié)果。 （見圖6.）第一個例子是基本電路布局中的0603電阻。在簡單的布局中，不需要花費太多精力來減少反饋電容，所實現(xiàn)的帶寬約為2.5MHz。在這種情況下，TIA的帶寬不受LTC6268的GBW限制，而是受反饋電容降低TIA的實際反饋阻抗（TIA增益本身）的影響?；旧?，這是電阻帶寬限制。 499kΩ的阻抗由于其自身的高頻寄生電容而降低。從2.5MHz帶寬和499kΩ低頻增益，我們可以估算總反饋電容為C = 1 /（2π?2.5MHz?499kΩ）= 0.13pF。這是相當(dāng)?shù)偷?，但它可以進一步降低。

通過一些額外的布局技術(shù)來減少反饋電容，可以增加帶寬。請注意，我們正在增加499kΩ電阻的有效“帶寬”。減小電容的主要方法之一是增加板之間的距離，在這種情況下，板是元件電阻器的兩個端蓋。出于這個原因，我們的目的是使用更長的電阻器。 0805比0603長，但其端蓋的面積也更大，再次增加了電容。然而，增加端蓋之間的距離并不是減小電容的唯一方法，電阻器端蓋之間的額外距離也允許容易地應(yīng)用另一種技術(shù)來減少反饋電容。降低板對板電容的一種非常有效的方法是屏蔽產(chǎn)生電容的E場路徑。在這種特殊情況下，該方法是在TIA輸出端附近的電阻焊盤之間放置一條短接地走線。

這樣的接地走線屏蔽輸出場到達電阻的求和節(jié)點端并且有效地將場地分流到地面。使走線靠近輸出端會略微增加輸出負載電容。有關(guān)圖形表示，請參見圖8.

圖9顯示了帶寬的顯著增加，只需注意反饋電阻周圍的低電容方法即可。帶寬從2.5MHz提高到11.2MHz，大于4的因子。實施的方法有兩個：

最小焊盤尺寸。請與電路板裝配商聯(lián)系以獲得最小可接受焊盤尺寸，或使用其他方法組裝此電阻器。

使用靠近輸出側(cè)的反饋電阻下的接地走線屏蔽反饋電容。