利用無線電標(biāo)準(zhǔn)驅(qū)動(dòng)的寬帶接收器

寬帶接收器通常使用固定的本地振蕩器從900 MHz的頻率下變頻到5到25 MHz的基帶，并直接轉(zhuǎn)換為數(shù)字。其中的許多單獨(dú)信號(hào)通道被數(shù)字地過濾，解調(diào)和處理。這種用于基站的系統(tǒng)降低了成本和復(fù)雜性 - 它們僅需要單個(gè)高頻模擬前端。但關(guān)鍵鏈路A / D轉(zhuǎn)換器必須具有出色的性能。

寬帶接收器的A / D規(guī)格由系統(tǒng)無線電標(biāo)準(zhǔn)驅(qū)動(dòng)。為了在存在強(qiáng)附近信號(hào)的情況下接收遠(yuǎn)距離信號(hào)，蜂窩基站接收器必須具有寬動(dòng)態(tài)范圍。例如，GSM規(guī)范要求接收機(jī)能夠在存在許多其他信號(hào)的情況下準(zhǔn)確地將信號(hào)數(shù)字化為-13 dBm至-104 dBm（圖1） - 動(dòng)態(tài)范圍為91 dB！這意味著轉(zhuǎn)換器和模擬前端的無雜散動(dòng)態(tài)范圍（SFDR）必須約為95到100 dBFS。具有給定幅度的轉(zhuǎn)換信號(hào)的SFDR是該幅度與轉(zhuǎn)換器的奈奎斯特頻譜中找到的最大寄生頻率分量的對(duì)數(shù)比（dB）（0到F s / 2 Hz）。

最大的雜散，通常由前端強(qiáng)信號(hào)的失真分量產(chǎn)生，可以掩蓋接收器處理的弱邊緣信號(hào)。 SFDR 規(guī)范允許評(píng)估接收機(jī)本底噪聲附近信號(hào)的信噪比（或SNR的倒數(shù)，誤碼率 - 數(shù)字接收機(jī)中的誤碼率）。

GSM是使用寬帶技術(shù)實(shí)現(xiàn)的更難的標(biāo)準(zhǔn)之一，因此它是某些轉(zhuǎn)換器規(guī)范重要性的一個(gè)很好的例子。其他標(biāo)準(zhǔn)，如AMPS（北美模擬蜂窩），對(duì)接收機(jī)設(shè)計(jì)要求不高，很容易使用寬帶實(shí)現(xiàn)。

滿量程SINAD和SNR雖然適用于單音輸入信號(hào)，但無法為寬帶無線電中存在的無數(shù)信號(hào)和寬頻帶提供完整的圖像。多音調(diào)測(cè)試和SFDR功率掃描提供更多信息。

轉(zhuǎn)換器在數(shù)字化滿量程信號(hào)時(shí)的表現(xiàn)通常與使用較小信號(hào)10~20,30或更低dB的滿量程信號(hào)表現(xiàn)不同寬帶無線電。圖2顯示了12位，50 MSPS AD8011的SFDR與信號(hào)幅度的關(guān)系。由于轉(zhuǎn)換器積分非線性和滿量程的跟蹤/保持?jǐn)[率限制，SFDR實(shí)際上隨著信號(hào)電平在全量程附近降低而提高，從而提供更大的動(dòng)態(tài)范圍。 SFDR比率對(duì)于較低的信號(hào)電平更好，因?yàn)檗D(zhuǎn)換器在其余范圍內(nèi)更加線性。多個(gè)信號(hào)也會(huì)產(chǎn)生接近滿量程的代碼，但隨機(jī)非相關(guān)信號(hào)的求和類似于抖動(dòng)。

抖動(dòng)是一種通過制作將非線性降低到有效本底噪聲的技術(shù)。每次對(duì)給定的模擬電平進(jìn)行采樣時(shí)，轉(zhuǎn)換器都會(huì)使用其范圍的不同部分。它可以通過模擬或數(shù)字方法實(shí)現(xiàn)。數(shù)字地，生成偽隨機(jī)數(shù)（抖動(dòng)），轉(zhuǎn)換為模擬，并與模擬輸入信號(hào)重復(fù)求和[因此給定電平的每個(gè)轉(zhuǎn)換結(jié)果取決于抖動(dòng)值]。在每次轉(zhuǎn)換之后，從數(shù)字輸出中減去偽隨機(jī)數(shù)字值。該技術(shù)減少了通過重復(fù)地執(zhí)行相同的非線性而產(chǎn)生的頻譜內(nèi)容。在寬帶接收器中，背景噪聲和其他非相關(guān)信號(hào)提供抖動(dòng)的一些好處，但通常有意添加抖動(dòng)以改善動(dòng)態(tài)性能。

三階互調(diào)失真 ：（IMD）在存在許多較小信號(hào)時(shí)存在兩個(gè)大信號(hào)的情況下很重要。兩個(gè)最大的信號(hào)將產(chǎn)生由非線性引起的雜散（2 f 2 - f 1 ） 和 （2 f 1 - f 2 ）。重要的雜散可以覆蓋位于這些頻率的小的所需信號(hào)，其方式與諧波可以屏蔽小信號(hào)的方式相同;由于這些產(chǎn)品總是落在帶內(nèi)，因此無法過濾。 IMD對(duì)于它對(duì)較大信號(hào)的影響并不重要，但對(duì)于干擾附近信道中的較小信號(hào)并不重要。圖3中的上部IMD產(chǎn)品可以清楚地看到帶狀別名。還表明，除了IMD之外，其他馬刺也會(huì)出現(xiàn)問題。在這種情況下，2的大雜散（ f 2 - f 1 ）表示測(cè)量例如雙音SFDR與雙音IMD一樣重要。

差分線性誤差（DNL）雖然是特定于體系結(jié)構(gòu)，但由于多級(jí)轉(zhuǎn)換器中的不匹配而增加。當(dāng)?shù)托盘?hào)電平跨越相對(duì)較差的代碼（在DNL圖中突出的代碼）時(shí)，它們變得很重要。通過SFDR在-25和-40 dBFS之間的急劇下降，可以在圖4的SFDR圖中看到這種效應(yīng)。失配的均方根誤差保持不變，但隨著信號(hào)電平降低，SFDR變得更糟，并成為對(duì)虛假項(xiàng)更重要的貢獻(xiàn)。再往下，信號(hào)不再穿過這些不匹配，SFDR保持高電平。多個(gè)信號(hào)或添加的抖動(dòng)可以減少此誤差源，從而提高接收器的性能。

前室：當(dāng)A / D轉(zhuǎn)換器在寬帶架構(gòu)中接收多個(gè)通道時(shí)，每個(gè)信號(hào)電平必須遠(yuǎn)小于轉(zhuǎn)換器的滿量程。單獨(dú)一個(gè)信號(hào)可能使用轉(zhuǎn)換器的滿量程范圍，但是當(dāng)可能存在兩個(gè)信號(hào)時(shí)，每個(gè)信號(hào)必須是半幅度（-6 dB），假設(shè)相等信號(hào)功率，以防止輸出削波，因?yàn)檫@些信號(hào)在其峰值處相加在一起。 每次信號(hào)數(shù)量加倍需要將各個(gè)電平降低6 dB。例如，4個(gè)通道為-12 dBFS，8個(gè)通道為-18 dBFS。多通道無線電必須具有足夠的動(dòng)態(tài)范圍，以通過降低可用信號(hào)電平來解決丟失的SNR。此外，無線電設(shè)計(jì)人員保留3至15 dB作為ADC范圍頂部的裕量，以防止不可避免的高入射峰值與均方根比率和飽和度造成的削波，因?yàn)楫?dāng)新呼叫者進(jìn)入時(shí)，附加信號(hào)會(huì)進(jìn)入帶內(nèi)。

其他ADC要求

采樣率：許多寬帶無線電將RF頻譜混合到基帶（從直流到某些信號(hào)的一系列信號(hào)）高頻率）使用寬動(dòng)態(tài)范圍，超高截取點(diǎn)混頻器，如AD831（ 模擬對(duì)話 28-2，第3-5頁）。這種無線電的轉(zhuǎn)換器要求采樣率至少是最高頻率的兩倍（奈奎斯特速率），即從直流到10 MHz的信號(hào)范圍最小為20 MSPS，通常至少有20％的額外余量，將所需的編碼率提高到約25 MSPS。

采用模擬和數(shù)字標(biāo)準(zhǔn)，過采樣可提供處理增益，從而提高有效SNR。對(duì)于數(shù)字調(diào)制數(shù)據(jù)，ADC應(yīng)采用數(shù)據(jù)速率的整數(shù)倍進(jìn)行采樣，以使通道中心位于FFT或濾波器區(qū)的中心。例如，如果接收器正在解碼GSM分組，則采樣率將是270.833kHz數(shù)據(jù)速率的倍數(shù)。典型的GSM接收器使用每比特48個(gè)樣本的倍數(shù)，基本采樣率 F s ，13 MSPS。 [1] 模擬接收的采樣率（例如AM和FM）是信道帶寬的倍數(shù)。使用30kHz標(biāo)準(zhǔn)的AMPS，典型采樣率1024 [2] 倍于帶寬為30.72 MSPS。

驅(qū)動(dòng)和濾波：基帶采樣的替代方法是對(duì)第二或第三奈奎斯特區(qū)域中的IF信號(hào)進(jìn)行采樣[即（ N -1） F s / 2到 NF s / 2]。因此，第二個(gè)奈奎斯特區(qū)來自 F s / 2到 F s ;第三個(gè)是從 F s 到（3/2） F s 。對(duì)于 F s = 25 MSPS，第二個(gè)區(qū)域?yàn)?2.5 MHz至25 MHz;第三個(gè)是25-37.5 MHz。使用更高的區(qū)域可以大大放寬驅(qū)動(dòng)放大器的諧波要求，因?yàn)閷?duì)于高于第一奈奎斯特區(qū)域的頻率，濾波更容易。

在10 MHz基帶，對(duì)于具有1 MHz信號(hào)的70 dB諧波抑制，驅(qū)動(dòng)放大器必須具有70 dB的諧波性能，因?yàn)榭够殳B濾波器不得濾除低于10 MHz的諧波。但如果系統(tǒng)設(shè)計(jì)為26 MHz的1 MHz基帶信號(hào)（ F s + 1 MHz，在第三奈奎斯特區(qū)域內(nèi)），則二次諧波將為52 MHz，遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出數(shù)字轉(zhuǎn)換器抗混疊濾波器的25至37.5 MHz通帶（圖5）。無需犧牲轉(zhuǎn)換器精度;由于采樣系統(tǒng)內(nèi)的信號(hào)折疊，所有轉(zhuǎn)換器諧波始終落在“帶內(nèi)”。對(duì)于放寬的濾波器規(guī)格，通過增加放大器性能的權(quán)衡來簡(jiǎn)化模擬電路要求。但互調(diào)要求不能降低;對(duì)于放大器和轉(zhuǎn)換器，IM必須始終處于帶內(nèi)。

[1] 其他可能的采樣頻率包括26 MSPS和39 MSPS，均為13的倍數(shù)MSPS。

[2] 其他倍數(shù)通?？梢允?的冪，并且在可用轉(zhuǎn)換器的采樣率范圍內(nèi)。

寬帶無線電過采樣和過程增益

通過稱為處理增益的數(shù)值運(yùn)算可以改善SNR。在任何數(shù)字化過程中，信號(hào)采樣越快，本底噪聲越低。 SNR沒有改善，總的集成噪聲保持不變，但它分布在更多的頻率上。噪聲基底遵循等式（b =分辨率）：

本底噪聲 = 6.02 b + 1.8 + 10 log（ F s / 2 BW ）

這表示轉(zhuǎn)換器的量化噪聲，并顯示噪聲與采樣率之間的關(guān)系。采樣率的每次加倍都會(huì)使有效本底噪聲降低3 dB。

雖然通過提高采樣率可以獲得一些收益，但它們相對(duì)較小。然而，當(dāng)用數(shù)字信號(hào)處理芯片對(duì)信號(hào)進(jìn)行信道化和濾波時(shí)，在數(shù)字濾波過程中實(shí)現(xiàn)了重要的增益。例如，如果使用40906 MSPS的AD9042采樣數(shù)字化30 kHz AMPS信號(hào)，則只有一小部分寬帶噪聲通過數(shù)字濾波器通帶。通帶中的噪聲降低0.03 MHz / 20.48 MHz，以對(duì)數(shù)形式記錄為10 log（20.48 MHz / 30 kHz）或28.3 dB。

考慮到這一點(diǎn)，有效的SNR對(duì)于給定的信號(hào)則

SNR = 6.2 + 1.8 + 10 log（ F s /（2 x BW ）） - HR

如果已知實(shí)際SNR規(guī)范，則將其替換為（6.02 b +1.8）項(xiàng)。如果轉(zhuǎn)換器的SNR規(guī)格為67 dB，有8個(gè)信號(hào)，則每個(gè)信號(hào)將低于滿量程18 + 12 dB（凈空-HR）（如上所述）。因此，總信號(hào)電平將比滿量程低30dB（即，SNR降低到37dB）。但有效信道SNR將為67 + 28.3-30 = 65.3 dB。