可變帶寬OTA—C低通濾波器電路 —電路圖天天讀（109）

　　實現(xiàn)了一種全集成可變帶寬中頻寬帶低通濾波器，討論分析了跨導放大器-電容（OTA—C）連續(xù)時間型濾波器的結(jié)構(gòu)、設計和具體實現(xiàn)，使用外部可編程電路對所設計濾波器帶寬進行控制，并利用ADS軟件進行電路設計和仿真驗證。仿真結(jié)果表明，該濾波器帶寬的可調(diào)范圍為1～26 MHz，阻帶抑制率大于35 dB，帶內(nèi)波紋小于0.5 dB，采用1.8 V電源，TSMC 0.18μm CMOS工藝庫仿真，功耗小于21 mW，頻響曲線接近理想狀態(tài)。射頻接收機質(zhì)量被認為是影響整個系統(tǒng)成本和性能的主要因素。隨著無線通信移動終端朝著小尺寸、低成本、低功耗方向發(fā)展，射頻前端系統(tǒng)中的集成濾波器設計顯得十分重要。其中，基于CMOS工藝的設計方案以其成本和功耗的優(yōu)勢，已成為有源濾波器設計選擇的主流方向。

　　濾波器電路

　　梯形結(jié)構(gòu)電路的元件參數(shù)靈敏度低，實現(xiàn)時不用考慮傳輸函數(shù)零極點的配對，設計方便，在寬帶濾波器設計中有一定的優(yōu)越性。跳耦結(jié)構(gòu)電路具有較小的寄生敏感度和較大的動態(tài)范圍。本文低通濾波器設計采用信號流程圖方式實現(xiàn)梯形跳耦結(jié)構(gòu)。本文考慮到無源LC濾波電路有優(yōu)良的靈敏度特性，并且LC電路設計理論非常成熟。所以本文采用LC梯形電路法設計電路。首先根據(jù)濾波器指標參數(shù)，查表得LC梯形濾波器電路和參數(shù)，后對此電路做狀態(tài)變量分析，寫出其電路電壓方程，依據(jù)狀態(tài)方程得出相應的信號流圖，然后應用跨導運放和電容實現(xiàn)型號流圖中的積分器，模擬狀態(tài)變量?？蓪崿F(xiàn)無源LC梯形濾波器到跨導-電容濾波器的模擬變化。查閱濾波器工具書得出，需要采用七階Butterworth低通濾波器。本文以-3 dB帶寬為26 MHz時，50 MHz幅頻曲線以-40 dB予以說明。根據(jù)上述性能要求，查閱濾波器工具書得出，需要采用七階Butterworth低通濾波器，原型電路如圖1所示。

　　類似式（1）、式（2）可以得V3～V7的狀態(tài)方程。圖3電路為最終實現(xiàn)電路。模擬電阻Ⅲ采用跨導Gm，實現(xiàn)負反饋運放等效代替，電路僅由跨導運放和電容元件來實現(xiàn)七階Butterworth濾波器，其中OTA跨導值的大小可以通過其偏置電流得到精確調(diào)節(jié)。

　　跨導單元設計

　　線性度和帶寬是跨導運算放大器設計考慮的兩個主要方面。帶寬的大小和跨導值成正比，但增大跨導值會使芯片功耗變大，對于相同的傳輸函數(shù)，增大跨導值時，電容值也需要相應的增大，從而增大了芯片面積。同時跨導值減小時，電容值也要減小，這對版圖匹配造成影響。

　　本文采用經(jīng)典的交叉耦合差動式COMS跨導器，其I/V傳輸特性有理想的線性關系。圖4中，M1和M2偏置電流為I;M3和M4偏置電流為 nI。電路設計中，M1～M4有相同的溝道長度L，M3，M4的溝道寬度W=nL。設Y1=i1/I，Y2=i2/I，X=Vid/Vb，則

　　可見，在電源電壓確定的情況下，OTA的跨導值與輸入數(shù)據(jù)Rx成平方根倒數(shù)關系，跨導值隨著輸入數(shù)據(jù)的增大而減小。通過改寫輸入數(shù)據(jù)RDAC的值，即可實現(xiàn)26種（全零狀態(tài)禁用）變化電阻，達到改變偏置電流，產(chǎn)生跨導值的變化，最終實現(xiàn)濾波器帶寬的調(diào)節(jié)。
電子發(fā)燒友網(wǎng)技術編輯點評分析：

　　采用跨導運算放大器實現(xiàn)了一種可變帶寬低通濾波器，阻帶抑制率大于35 dB，帶內(nèi)波紋小于0.5 dB，最高帶寬為26 MHz，在低中頻結(jié)構(gòu)接收器相對較高。濾波器帶寬可由外部可編程電路調(diào)節(jié)變化，本文設計電路具有電路簡單，易于高集成，便于后期維護等優(yōu)點，是OTA電路設計的未來發(fā)展趨勢，有著廣泛的應用前景。
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