固定頻率諧振式DC/DC變換器設(shè)計(jì)

固定頻率諧振式DC/DC變換器設(shè)計(jì)

Design of Constant Freguency Resonant Mode DC/DC Converter

摘要：介紹一種三元件諧振變換器在很寬的輸入電壓和輸出負(fù)載的變化范圍內(nèi)具有很低的開關(guān)損耗，特別適合高壓輸入、大功率低紋波輸出應(yīng)用。詳細(xì)介紹本變換器的工作原理、關(guān)鍵元件的選擇和電路的設(shè)計(jì)。并對(duì)實(shí)驗(yàn)電路和結(jié)果進(jìn)行說明。

關(guān)鍵詞：移相調(diào)制三元件并聯(lián)諧振

1引言

　　隨著社會(huì)的發(fā)展和技術(shù)的進(jìn)步，現(xiàn)代飛機(jī)電子設(shè)備的種類、數(shù)量及需要執(zhí)行的任務(wù)急劇增加，對(duì)電源的要求越來越高，從滿載到較低的負(fù)載都要有較高的效率；在很寬的輸入電壓和輸出負(fù)載范圍內(nèi)，輸出電壓可調(diào)；固定的開關(guān)頻率；高的功率密度；高的可靠性；低的電磁干擾（EMI）。

　　高效率對(duì)功率密度、可靠性和EMI有很大的影響。為了獲得高的效率，人們?cè)诠β拾雽?dǎo)體器件選擇、拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)研究、控制電路設(shè)計(jì)以及器件的排列布局等方面進(jìn)行了不懈的努力，取得了許多成果。

　　在PWM變換器和諧振式變換器基礎(chǔ)上發(fā)展起來的移相調(diào)制式變換器（PSPWM）具有PWM變換器的固定頻率、低導(dǎo)通損耗以及諧振式變換器的功率開關(guān)器件低開關(guān)損耗等優(yōu)點(diǎn)，因而有很大的應(yīng)用價(jià)值。單一諧振元件（一個(gè)串聯(lián)電感）的PSPWM變換器的輸出二極管上的電壓應(yīng)力大，輸出噪聲較大；四元件（串聯(lián)調(diào)諧、并聯(lián)失諧拓?fù)湫问剑┑腜SPWM變換器在低電壓輸入、低電壓大電流輸出時(shí)具有很高的效率，因?yàn)樵诟邏狠斎霑r(shí)串聯(lián)諧振電容器承受的電壓應(yīng)力較大；三元件（一個(gè)串聯(lián)電感、并聯(lián)調(diào)諧）的PSPWM變換器比較適合高電壓輸入、大功率和極低紋波輸出的系統(tǒng)。本文對(duì)圖1所示的三元件并聯(lián)調(diào)諧變換器DC/DC諧振變換器的工作原理和設(shè)計(jì)方面的一些具體問題進(jìn)行了比較詳細(xì)的介紹。

2電路及工作原理

　　圖1所示為三元件的并聯(lián)調(diào)諧變換器主電路圖。本變換器采用移相調(diào)制控制方式，在逆變器的輸出端產(chǎn)生一高頻準(zhǔn)方波波形。串聯(lián)電感LS的作用為：對(duì)高頻準(zhǔn)方波中的諧波分量形成高阻抗；在零電壓區(qū)間抑制并聯(lián)電容器CP向全橋逆變器放電；與緩沖電容器C1～C4確保MOSFET零電壓開關(guān)。并聯(lián)支路（LP、CP）為變壓器提供準(zhǔn)正弦的穩(wěn)定電壓源并將環(huán)流限制在并聯(lián)支路內(nèi)。

圖1并聯(lián)調(diào)諧DC/DC諧振變換器

　　高頻準(zhǔn)方波電壓波形加在串、并聯(lián)支路的兩端，因此流過串聯(lián)電感的是相位滯后的、邊緣呈近似指數(shù)上升/下降的諧波電流波形，而并聯(lián)支路和變壓器兩端是近似正弦的電壓波形。變壓器次級(jí)的二極管將準(zhǔn)正弦電壓整流，經(jīng)輸出濾波器（LO、CO）濾波后得到紋波極小的直流電壓輸出。只需控制逆變器的相移角，無論輸入電壓和輸出負(fù)載如何變化，輸出電壓都可維持在所需的電平上。

　　圖1所示的變換器在一個(gè)穩(wěn)態(tài)周期內(nèi)有八個(gè)不同區(qū)間，由于波形半周期對(duì)稱，以下僅介紹變換器負(fù)半周內(nèi)的四個(gè)區(qū)間的工作情況。

　　區(qū)間1：此區(qū)間內(nèi)，開關(guān)V1、V2導(dǎo)通，并流過正向諧振電流iS。V1、V2的同時(shí)導(dǎo)通使逆變器的輸出電壓US出現(xiàn)零電壓區(qū)間。為了調(diào)節(jié)或改變輸出直流電壓，必須有一段零電壓區(qū)間以控制由輸入端流到輸出端的功率大小。

　　區(qū)間2：此區(qū)間一開始，選通信號(hào)Ug1就不加到開關(guān)V1的柵極，V1關(guān)斷，緩沖電容C1開始充電。同時(shí)，由于諧振電流iS為正向，開關(guān)V4上的緩沖電容C4開始向諧振電路放電，一旦C4兩端電壓降至零時(shí)，正向諧振電流迫使開關(guān)V4兩端的反并聯(lián)二極管VD4導(dǎo)通。二極管VD4和開關(guān)V2的同時(shí)導(dǎo)通使逆變器輸出端出現(xiàn)負(fù)電壓US。由于儲(chǔ)存在緩沖電容中的能量是向諧振電路釋放，緩沖電容C1大一些可使開關(guān)V1上的電壓緩慢上升，這就確保了開關(guān)的關(guān)斷損耗近似為零。

　　區(qū)間3：此區(qū)間一開始，選通信號(hào)Ug4加到開關(guān)V4的柵極，諧振電流iS由反并聯(lián)二極管VD4流向開關(guān)V4。由于二極管VD4的導(dǎo)通先于開關(guān)V4，因此開關(guān)V4是在零電壓下導(dǎo)通的。這就確保開關(guān)的零開通損耗。在此區(qū)間，開關(guān)V2和V4導(dǎo)通，逆變器輸出端出現(xiàn)負(fù)電壓US,功率從輸入直流電源流向諧振電路。

　　區(qū)間4：本區(qū)間一開始，開關(guān)V2的柵極電壓為零，V2關(guān)斷，緩沖電容C2開始充電，同時(shí)由于諧振電流iS為反向，開關(guān)V3上的緩沖電容C3開始向諧振電路放電，一旦緩沖電容C3兩端的電壓降至零，反向諧振電容就迫使二極管VD3導(dǎo)通。開關(guān)V4和反并聯(lián)二極管VD3的同時(shí)導(dǎo)通使逆變器輸出電壓US出現(xiàn)零電壓區(qū)間。開關(guān)V2上的緩沖電容C2大一些可使開關(guān)V2上的電壓緩慢上升，從而消除開關(guān)V2的關(guān)斷損耗。

　　由于開關(guān)總是在近似為零電壓下導(dǎo)通、關(guān)斷，從而減小了開關(guān)損耗。而緩沖電容總是向諧振電路放電，因此沒有緩沖損耗?？梢姳咀儞Q器基于諧振電流的延遲特性，實(shí)現(xiàn)了無損耗開關(guān)，同時(shí)諧振電路又向負(fù)載提供所需的輸出電流ip。

3變換器的穩(wěn)態(tài)分析

　　為簡(jiǎn)便起見，變換器建模時(shí)作如下假設(shè)：

　　（1）變換器的輸出整流、濾波和負(fù)載可等效為一電阻；

　?。?）功率半導(dǎo)體器件為理想的開關(guān)；

　?。?）變壓器是理想的，匝數(shù)比為1；

　　（4）不記緩沖電容的影響。

　　在逆變器移相角為δ，輸出電壓Us的波形與輸出電流ip之間存在相位差β的情況下，變換器的n次諧波等效電路如圖2所示。

圖2變換器的n次諧波等效電路

　　根據(jù)疊加原理，逆變器輸出電壓Us、諧振電流iS、并聯(lián)支路電壓Up、變壓器初級(jí)電流iP可表示為

Us=ΣUsn（8）

is=Σisn(9)

Up=ΣUpn(10)

ip=Σipn(11)

　　采用牛頓疊代法即可得到β值。由此得變換器的穩(wěn)態(tài)電壓、電流波形如圖3所示。

圖3變換器的穩(wěn)態(tài)波形

4最佳工作方式的選擇

　　要獲得近似為零的開關(guān)損耗及緩沖損耗，輸出電流iS的波形起十分重要的作用。電流iS應(yīng)該在開關(guān)導(dǎo)通前能迫使跨接在開關(guān)上的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，從而確保緩沖電容向諧振電路放電，開關(guān)在零電壓下導(dǎo)通。

　　并聯(lián)電路元件Lp與Cp調(diào)諧至變換器的工作頻率，而串聯(lián)電感Ls與并聯(lián)電容Cp的諧振頻率[fS=1/2π(LsCp）1/2]比并聯(lián)支路的諧振頻率[fP=1/2π(LPCp）1/2]高。根據(jù)fS與fP的相對(duì)頻率值，變換器有以下兩種工作方式：多次零穿越方式（MZS方式）和一次零穿越方式（SZC方式）。工作在MSZ方式時(shí)，由Ls和Cp形成的諧振頻率fs可使諧振電流iS在每半周期內(nèi)多次穿越零值，因此在不同的移相角時(shí)無法總是保證反并聯(lián)二極管在其跨接的開關(guān)導(dǎo)通前導(dǎo)通，即不能保證開關(guān)總是零電壓導(dǎo)通。因此變換器應(yīng)工作在SZC方式下，其電流iS只穿越一次零值并滯后于全橋輸出電壓Us。理論研究表明，相對(duì)頻率fS/fP的值宜≤1.7。要使電壓增益增加必須盡量提高fS/fP的值，但高于1.7將使變換器工作在效率不高的MZC方式下，而且Up中的諧波含量高會(huì)造成輸出電壓紋波較大。綜合考慮這幾點(diǎn)因素，選擇fS/fP的值在1.5左右。

5變換器設(shè)計(jì)

　　就一輸入電壓270V、輸出5V、200A、時(shí)鐘頻率為300kHz的實(shí)驗(yàn)變換器的設(shè)計(jì)考慮，對(duì)設(shè)計(jì)并聯(lián)諧振移相變換器時(shí)應(yīng)注意事項(xiàng)說明如下：

5.1諧振環(huán)路

　　設(shè)計(jì)諧振環(huán)路的基本思想為：

　　（1）并聯(lián)電容CP上的電壓是恒定的，且在各種負(fù)載條件下其總諧波含量（THD）要小，以便確保輸出整流二極管上的電壓應(yīng)力小和輸出紋波電壓小。

　?。?）諧振元件總的額定容量（VA）相對(duì)于并聯(lián)支路中的環(huán)流損耗應(yīng)是最佳的，以便在輕負(fù)載時(shí)能獲得較高的效率。

　　由前面的分析可知:K=fS/fP=1.5時(shí)可以得到最佳的諧振環(huán)路總額定電抗并使環(huán)流損耗最小。

　　采用下列關(guān)系式可得到諧振環(huán)路各個(gè)元件的值:

Ls=K1R0/(2πf0)(H)(15)

Lp=KR0/(2πf0)(H)(16)

Cp=1/(2πf0KR0)(F)(17)

R0=8nT2RL/π2(Ω)(18)

　　式中：nT是變壓器的匝數(shù)比，RL是額定輸出負(fù)載電阻。

　　在本變換器的設(shè)計(jì)中，諧振電感是最難設(shè)計(jì)的，因?yàn)樗ㄟ^的是高頻電流，并要求其電感量不隨溫度、時(shí)間變化而變化。

　　為獲得體積小且電感量不隨溫度、時(shí)間變化而變化的電感，需采用能工作在150kHz的具有高飽和磁通密度的鐵損小的鐵氧體磁心。在磁路中引入適當(dāng)?shù)臍庀队欣诒３蛛姼行阅艿姆€(wěn)定。在此采用ETD34（TDK，材料為PC40）磁心，用多股漆包線繞制而成。

5.2緩沖電容器

　　如前所述，在逆變器的每個(gè)開關(guān)上并聯(lián)合適的緩沖電容器可使開關(guān)在零電壓下導(dǎo)通和關(guān)斷，獲得零開關(guān)損耗。

式中:Uimin—最小輸入電壓(V)

　　Uimax—最大輸入電壓(V)

　　δmin—最小脈寬角(rad)

　　tar—開關(guān)器件電壓達(dá)到輸入電壓可允許的上升時(shí)間(s)

　　開關(guān)器件的關(guān)斷損耗為:

Ptoff=（1/4）（tsr/tar）UimaxIsofff0（20)

式中:

　　tsr是開關(guān)器件規(guī)定的上升時(shí)間

　　Isoff是關(guān)斷時(shí)開關(guān)器件上的電流,

　　在變換器的設(shè)計(jì)中,保證tar/tsr約為3左右,以

使關(guān)斷損耗降至可接受的程度。

　　在實(shí)驗(yàn)變換器中Csn=1800pF。

5.3死區(qū)時(shí)間

　　為了使緩沖電容在開關(guān)導(dǎo)通之前有足夠的放電時(shí)間，同一橋臂上的上下兩個(gè)開關(guān)的開通和關(guān)斷之間必須設(shè)置適當(dāng)?shù)乃绤^(qū)。

　　式中δmax是與輸入電壓最小時(shí)相對(duì)應(yīng)的最大脈寬角（rad）。

　　上式的td是滿載時(shí)需要的死區(qū)時(shí)間，空載時(shí)所需的死區(qū)時(shí)間更大，因此必須在二者之間折中。

　　在實(shí)驗(yàn)變換器中死區(qū)時(shí)間為220nS。

5.4輸出濾波器

　　理論和實(shí)踐表明，選擇高的LO和CO，可降低輸出紋波電壓。設(shè)計(jì)中必須將濾波器的物理尺寸和電感器的銅損進(jìn)行綜合考慮，因?yàn)樵诖箅娏鬏敵鰰r(shí)，電感的銅損對(duì)變換器的效率影響非常顯著。本例中，LO=2.5μH,CO=47μF,其截止頻率為1.5kHz。由于電感中的波紋電流很小，所以波紋電流對(duì)電感元件的峰值磁通密度的影響極小，峰值磁通密度主要由直流成分確定。由于粉末鐵心具有高而穩(wěn)定的飽和磁通密度且成本較低，故選擇上鋼所的環(huán)形粉末鐵心，并采用扁銅線繞制，在200A直流電流時(shí)的最小電感為2.5μH。電容器選用5只10μH的多層陶瓷表面貼裝電容器并聯(lián)，以減小電容器的等效串聯(lián)電阻。

5.5變壓器

　　變壓器初級(jí)施加的為高頻正弦電壓，因此磁心中僅有交流磁通，鐵氧體磁心是最好的選擇。

　　本例中變壓器的工作頻率為150kHz，初次級(jí)匝比為45:1:1，次級(jí)電流為140A。在磁心選擇和繞組設(shè)計(jì)時(shí)，基本原則為盡可能使變壓器的銅損和鐵損相等。磁心選擇ETD59（TDK，材料為PC40臥式），用多股漆包線繞制而成。次級(jí)分成12個(gè)單匝線圈，與初級(jí)同時(shí)繞制，以盡量減少變壓器的漏感。

5.6控制電路

　　控制電路以UC1875為核心構(gòu)成。由于需要精確的開關(guān)頻率，在此采用一個(gè)晶體振蕩器和一片分頻器構(gòu)成300kHz時(shí)鐘源。由于開關(guān)中的電流近似正弦波，在開關(guān)關(guān)斷時(shí)不會(huì)出現(xiàn)峰值電流，因此不能采用電流型工作方式，也不能采用逐個(gè)脈沖的限流方式，而只能采用電壓型工作方式和平均值限流保護(hù)方式。

　　為了擴(kuò)大驅(qū)動(dòng)能力，給每個(gè)開關(guān)（IRFP460）提供足夠的峰值電流。選用兩片IR2110驅(qū)動(dòng)集成電路來驅(qū)動(dòng)兩個(gè)變壓器。采取必要的措施確保開關(guān)管V1、V4快速開通和V2、V3快速關(guān)斷。

　　電壓反饋電路的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)為三型（兩個(gè)極點(diǎn)，兩個(gè)零點(diǎn)）以適應(yīng)輸出濾波器極低的－3dB截止頻率。

　　設(shè)置過壓/欠壓保護(hù)電路以保護(hù)負(fù)載。

5.7功率電路布局

　　由于本變換器的工作頻率高、功率較大，主電路中流動(dòng)著高頻大電流，所以在輸入濾波電容和逆變橋之間、諧振元件之間、變壓器和輸出整流二極管之間必須精心布局，盡量采用寬的多層印制線，盡量減小各連線的交流電阻和發(fā)射/接收面積。選擇合適的元器件封裝形式也很重要。

6實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　采用本文的原理和設(shè)計(jì)方法所制造的實(shí)驗(yàn)變換器輸入為3相400Hz115V/200V交流電壓，輸出為5V、200A直流，工作在300kHz的時(shí)鐘頻率下，在滿負(fù)載且輸入交流電壓在±15％變化范圍內(nèi)其效率始終維持在78％到87％的范圍內(nèi)，輸出紋波小于50mV。這是普通PWM變換器和單個(gè)元件的PSPWM變換器不能達(dá)到的，清楚地證明了本文描述的變換器及其設(shè)計(jì)方法的合理性。

7結(jié)論

　　本文對(duì)一種三元件并聯(lián)諧振式PSPWM變換器進(jìn)行了分析，對(duì)設(shè)計(jì)中應(yīng)注意的問題進(jìn)行了說明，并通過實(shí)驗(yàn)加以驗(yàn)證。由于該變換器具有很低的開關(guān)損耗，變換器有穩(wěn)定的高效率；由于開關(guān)和二極管工作在零電壓開關(guān)狀態(tài)，其輸出電壓紋波很低，EMC性能好；高效率又帶來體積的減小和可靠性的提高。因此這種變換器有很大的應(yīng)用價(jià)值，特別適合在飛機(jī)雷達(dá)設(shè)備中采用。

參考文獻(xiàn)

1 Praveen Jain,Harry Soin， "Constant Frequency Resonant DC/DC Converters with Zero Switching Losses"， IEEE TAES， Vol.30,No.2,April 1994

2 Praveen Jain,Harry Soin,Martin CardeLLa， "A Constant Frequency Parallel Tuned Resonant DC/DC Converters for Hight Voltage Applictations"， In Proceedings of 1992 Power Electronics Specialists Conference,July 1992