一種用于D/A轉(zhuǎn)換電路的帶隙基準(zhǔn)電壓源的設(shè)計

　　帶隙基準(zhǔn)，英文Bandgap voltage reference，常常有人簡單地稱它為Bandgap。最經(jīng)典的帶隙基準(zhǔn)是利用一個與溫度成正比的電壓與一個與溫度成反比的電壓之和，二者溫度系數(shù)相互抵消，實現(xiàn)與溫度無關(guān)的電壓基準(zhǔn)，約為1.25V。因為其基準(zhǔn)電壓與硅的帶隙電壓差不多，因而稱為帶隙基準(zhǔn)。實際上利用的不是帶隙電壓。現(xiàn)在有些Bandgap結(jié)構(gòu)輸出電壓與帶隙電壓也不一致。

　　帶隙基準(zhǔn)原理：

　　模擬電路廣泛的包含電壓基準(zhǔn)和電流基準(zhǔn)。這種基準(zhǔn)是直流量，它與電源和工藝參數(shù)的關(guān)系很小，但與溫度的關(guān)系是確定的。

　　產(chǎn)生基準(zhǔn)的目的是建立一個與電源和工藝無關(guān)，具有確定溫度特性的直流電壓或電流。在大多數(shù)應(yīng)用中，所要求的溫度關(guān)系采取下面三種形式中的一種：

　　1）與絕對溫度成正比；

　　2）常數(shù)Gm特性，也就是，一些晶體管的跨導(dǎo)保持常數(shù)；

　　3）與溫度無關(guān)。

　　要實現(xiàn)基準(zhǔn)電壓源所需解決的主要問題是如何提高其溫度抑制與電源抑制，即如何實現(xiàn)與溫度有確定關(guān)系且與電源基本無關(guān)的結(jié)構(gòu)。由于在現(xiàn)實中半導(dǎo)體幾乎沒有與溫度無關(guān)的參數(shù)，因此只有找到一些具有正溫度系數(shù)和負(fù)溫度系數(shù)的參數(shù)，通過合適的組合，可以得到與溫度無關(guān)的量，且這些參數(shù)與電源無關(guān)。

　　如上所述，產(chǎn)生基準(zhǔn)的目的是建立一個與電源和工藝無關(guān)、具有確定溫度特性的直流電壓或電流。因此，我們可以將任務(wù)分為兩個設(shè)計問題：與電源無關(guān)的偏置和溫度變化關(guān)系的確定。除了電源，工藝，溫度的不確定性外，基準(zhǔn)產(chǎn)生電路的其它一些參數(shù)也是十分關(guān)鍵的。

　　一種用于D/A轉(zhuǎn)換電路的帶隙基準(zhǔn)電壓源的設(shè)計：

　　基準(zhǔn)電壓源在DAC電路中占有舉足輕重的地位，其設(shè)計的好壞直接影響著DAC輸出的精度和穩(wěn)定性。而溫度的變化、電源電壓的波動和制造工藝的偏差都會影響基準(zhǔn)電壓的特性。本文針對如何設(shè)計一個低溫度系數(shù)和高電源電壓抑制比的基準(zhǔn)電壓源作了詳細(xì)分析。

　　從DAC電路的實際工作環(huán)境考慮，電源電壓的變化范圍是1.6V~2.0V ，溫度變化范圍是-20℃~100℃。本帶隙基準(zhǔn)電壓源的設(shè)計指標(biāo)為：1. 輸出的基準(zhǔn)電壓在1.22V左右；2. 電源抑制比為100dB；3. 基準(zhǔn)電壓的溫度系數(shù)小于10ppm/℃。

　　帶隙基準(zhǔn)電壓源的原理

　　帶隙基準(zhǔn)電壓源的基本原理是：利用雙極性晶體管的基極-發(fā)射極電壓VBE（具有負(fù)溫度系數(shù)）與它們的差值VBE（具有正溫度系數(shù)）進(jìn)行相互補(bǔ)償，從而達(dá)到電路的溫度系數(shù)為零的目的。

　　圖1 帶隙基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生原理圖

　　圖2 基準(zhǔn)電壓源電路

　　如圖1所示，其運(yùn)算放大器的作用是當(dāng)電路處于深度負(fù)反饋的情況下，使X、Y 兩點的電壓相等。此時若R1=R2，則I1=I2，并滿足：

　　VBE1=VBE2+I2R3 （1）

　　I1=I2=（1/R3）（VBE1-VBE2）=（1/R3）VTlnn （2）

　　VOUT=VBE1+I1R1=VBE1+（R1/R3）VTlnn （3）

　　VOUT即可作為基準(zhǔn)電壓。從（3）式可知，基準(zhǔn)電壓只與PN結(jié)的正向壓降、電阻的比值以及Q1和Q2的發(fā)射區(qū)面積比有關(guān)，而與輸入電壓無關(guān)，所以，在實際的工藝制作中將會有很高的精度。第一項VBE1具有負(fù)的溫度系數(shù)，在室溫時大約為-2mV/℃；第二項VT具有正的溫度系數(shù)，在室溫時大約為+0.085mV/℃，通過設(shè)定合適的工作點，可以使兩項之和在某一溫度下達(dá)到零溫度系數(shù)，從而得到具有較好溫度特性的基準(zhǔn)電壓。適當(dāng)選取R1、R3和n的值，即可得到具有零溫度系數(shù)的輸出電壓VOUT。

　　電路設(shè)計

　　以圖1所示的電路原理為基礎(chǔ)，設(shè)計出基準(zhǔn)電壓源電路，如圖2所示。電路主要由三部分組成：使能信號驅(qū)動電路、偏置電路、帶隙基準(zhǔn)電壓VREF產(chǎn)生電路。通過對每一部分結(jié)構(gòu)、工作原理的介紹，可知圖2所示電路既能解決驅(qū)動不夠的問題，又能靈活調(diào)節(jié)它的溫度系數(shù)，可達(dá)到高電源抑制比和低溫度系數(shù)的性能。

　　使能信號驅(qū)動電路

　　此電路由圖2所示的三級反向器構(gòu)成。PD為電路的使能信號，輸出A10、A9用來做BIAS和VREF的使能控制。

　　使能信號的加入，可以降低功耗。當(dāng)外部的數(shù)字信號還沒有送入轉(zhuǎn)換電路時，PD使能信號使基準(zhǔn)電壓電路處于待機(jī)狀態(tài)，從而降低了功耗：當(dāng)外部的數(shù)字信號送入轉(zhuǎn)換電路時，PD使能信號使基準(zhǔn)電壓電路工作。

　　為了達(dá)到較大的驅(qū)動能力，可以使PD信號通過由Mk1，MK2，MK3，Mh1，Mh2，Mh3組成的反向器，如圖2所示，反向器的管子寬長比逐級增大，驅(qū)動能力逐級提高，輸出A10、A9可以有效地驅(qū)動BIAS和VREF的使能管，解決了因版圖中走線過長或后端電路管子存在寄生電容而導(dǎo)致的驅(qū)動不夠的問題。

　　偏置電路

　　偏置電路用來給基準(zhǔn)電壓電路的運(yùn)放提供偏置，如圖3所示。

　　圖3 偏置電路

　　圖4 基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生電路

　　在圖3電路中，MK、MH、MF、M4、M5、M7為開關(guān)管，M3、M6、MS1~MS6構(gòu)成啟動電路，MC1~MC6可建立起穩(wěn)定的偏置電流。

　　當(dāng)A10=0時，開關(guān)管MK、MF 、M5導(dǎo)通，MH、M4、M7關(guān)斷，偏置電路不工作，A8=1；當(dāng)A10=1時，開關(guān)管MH、M4 、M7導(dǎo)通，MK、MF、M5關(guān)斷，偏置電路正常工作。

　　PMOS管MS1~MS6是電阻管，上電后 M6導(dǎo)通，A8被拉為低電平，MC1~MC6導(dǎo)通，電源電流從MC1流經(jīng)MC3、MC5到地，N1變?yōu)楦唠娖剑?M3管打開，N2拉低，M6管關(guān)斷。經(jīng)過一段時間后，MC1~MC6建立起穩(wěn)定的偏置電流，啟動電路停止工作。

　　MC1~MC6和R可以產(chǎn)生一個與電源無關(guān)的電流，MC1、MC2兩支路的電流通過MC5、MC6、R來設(shè)定。本質(zhì)上講，I1被自舉到I2，即I1=I2。

　　VGS5=VGS6+I2R （4）

　　 （5）

　　從式（5）可看出，電流與電源電壓無關(guān)，而與MC5、MC6的寬長比和電阻的值有關(guān)，調(diào)整這些值，可以方便地得到需要的偏置電流。

　　基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生電路

　　圖2所示為VREF模塊，其具體結(jié)構(gòu)如圖4所示。

　　該電路通過RD0、C1濾掉了電源線上的高頻噪聲，使得基準(zhǔn)電壓VREF更加穩(wěn)定。

　　圖4與圖1比較，可知圖4主結(jié)構(gòu)中增加了一個電阻R0，如何調(diào)節(jié)電阻使VREF對溫度的依賴減小，可以通過式（6）~（11）說明：

　　I1R1=I2R2 （6）

　　VBE1=VBE2+I2R3&nbs

　　p; （7）

　　I=“I”1+I2 （8）

　　VOUT=VBE1+I1R1+IR0 （9）

　　把式（6）~（8）帶入（9），得到：

　　VOUT=VBE1+AVT（10）

　　（11）

　　在式（10）中，第一項VBE1具有負(fù)的溫度系數(shù)，第二項VT具有正的溫度系數(shù)，適當(dāng)選取R0、R1、R2、R3的值，改變A的大小，便可以使兩項之和在室溫下達(dá)到零溫度系數(shù)。比較（3）式，因為可調(diào)變量增加，調(diào)節(jié)的范圍變大，則在室溫下VOUT對溫度的依賴為0。

　　運(yùn)算放大器的設(shè)計

　　在基準(zhǔn)電壓產(chǎn)生電路中，要求運(yùn)算放大器的增益越大越好，同時保證其相位裕度在60o以上

　　圖6 VREF隨溫度變化的特性曲線

　　圖7 基準(zhǔn)電壓隨電源電壓的變化曲線

　　在圖5中，MK、MH、MF、ME、MD為開關(guān)管，由使能信號A10控制，A10=1時，運(yùn)算放大器正常工作。MB、MC是用MOS管做的電容，用作裕度補(bǔ)償。同等面積情況下，MOS電容可比多晶硅電容的值大很多，極大地節(jié)省了面積。

　　該放大器采用兩級推挽輸出，一是可以得到很高的增益；二是可以得到較大的輸出擺幅。M0通過A8將偏置電路中與電源無關(guān)的電流鏡像到M0支路，可以通過調(diào)整偏置電路中的電流來改變運(yùn)算放大器的偏置點和功耗。

　　電路仿真結(jié)果

　　本設(shè)計采用0.18μm CSMC-HJ N阱CMOS工藝模型庫，并應(yīng)用Hspice軟件對電路進(jìn)行仿真。

　　溫度特性

　　電源電壓固定在1.8V，對電路進(jìn)行-20℃~100℃的溫度掃描，仿真結(jié)果如圖6所示。從圖6中可看出，VREF的最大和最小值分別是1.2265V和1.2256V，在27℃時，基準(zhǔn)電壓是1.2265V。VREF的溫度系數(shù)TCF可以用下式來衡量：

　　 （12）

　　如圖6所示，基準(zhǔn)電壓隨溫度的改變而改變，但變化幅度很小，從式（12）可知，TCF《10ppm/℃，滿足DAC電路對基準(zhǔn)電壓的要求。

　　電源抑制特性

　　對電路進(jìn)行電源電壓的DC掃描，通過Hspice仿真得到的波形如圖7所示。

　　圖7是坐標(biāo)放大圖，從圖中可看出，電源電壓在1.6V~2.0V變化時，基準(zhǔn)電壓從1.2264855V僅變化至1.2264875V。基準(zhǔn)電壓的電源抑制特性可用PSRR來衡量，PSRR計算如下：

　　=153300=103.7dB （13）

　　可見，基準(zhǔn)電壓對電源的抑制性能非常好，幾乎不隨電源電壓改變。