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隨著數(shù)字信號(hào)處理器（DSP）價(jià)格從幾百美元降到3美元，DSP在價(jià)格敏感的家電（如洗衣機(jī)、冰箱、加熱器、通風(fēng)和空調(diào)機(jī)）中正越來越多地被采用。帶特殊外設(shè)的高M(jìn)IPs DSP，除顯著地改進(jìn)這些產(chǎn)品性能外，還大大地簡(jiǎn)化產(chǎn)品設(shè)計(jì)過程并提供各種重要的特異性能。DSP非凡的處理能力，使得制造商能滿足用戶不斷增加的要求，如較高的效率和可變速度工作及精確的速度控制特性。
低成本DSP控制器能使很多先進(jìn)的馬達(dá)控制算法內(nèi)置在對(duì)成本非常敏感的應(yīng)用中。DSP控制器的帶寬也使設(shè)計(jì)人員能用一個(gè)控制器整合多種功能，如把馬達(dá)控制、功率因數(shù)校正和通信協(xié)議整合在一起（見圖2）。本文描述采用低成本DSP控制器的單板AC感應(yīng)馬達(dá)驅(qū)動(dòng)（帶功率因數(shù)校正和串行通信）結(jié)構(gòu)，詳細(xì)地驗(yàn)證DSP軟件和硬件方案的優(yōu)點(diǎn)。
關(guān)鍵的馬達(dá)驅(qū)動(dòng)要求
為了能提供先進(jìn)的馬達(dá)驅(qū)動(dòng)特性，一個(gè)典型的馬達(dá)控制器必須滿足下列要求：
·具有產(chǎn)生多個(gè)高頻、高分辨率PWM波形的能力。
·能實(shí)時(shí)處理數(shù)據(jù)以實(shí)現(xiàn)先進(jìn)的算法，使得轉(zhuǎn)矩波動(dòng)最小，在線參數(shù)適應(yīng)、精確速度控制等。
·用同一控制器實(shí)現(xiàn)諸如馬達(dá)控制，功率因數(shù)控制及通信等多種性能。
·用減少元件數(shù)、簡(jiǎn)化板布局和改進(jìn)制造工藝來簡(jiǎn)化整個(gè)方案。
·通過軟件而不是硬件重新設(shè)計(jì)來簡(jiǎn)化后期修正。
用于馬達(dá)驅(qū)動(dòng)的DSP控制器
TI的新型DSP集成了所有重要功率電子設(shè)備的外設(shè)，以使成本最敏感應(yīng)用（如家電）的整個(gè)系統(tǒng)執(zhí)行得以簡(jiǎn)化、減少元件數(shù)和降低板尺寸。
用TI公司的TMS320F240 DSP控制器（圖1）提供3相ac感應(yīng)馬達(dá)驅(qū)動(dòng)的多種功能，這包括具有閉環(huán)速率控制的基本馬達(dá)控制、采用升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的輸入功率因數(shù)校正和串行通信。此器件具有一個(gè)20MIPs 16位定點(diǎn)DSP芯核并集成有下列功率電子設(shè)備的外設(shè)：12個(gè)PWM通道（9個(gè)獨(dú)立的通道）、3個(gè)16位多模通用定時(shí)器，16通道10位ADC（具有同時(shí)變換能力）、4個(gè)捕獲引腳、編碼器接口能力、SCI、SPI、看門狗等。
6個(gè)PWM通道（PWM1～PWM6）控制3相電壓源倒相器。這6個(gè)PWM通道分為3對(duì)（PWM1 &2，PWM3&4，PWM5&6）。3個(gè)比較寄存器與每個(gè)PWM通道對(duì)相關(guān)聯(lián)。更新比較寄存器的值以得到合適的PWM輸出。可編程的片上軟件靜帶模塊提供足夠的空載時(shí)間以避免失效引起的沖擊。有3個(gè)以上PWM通道留做實(shí)現(xiàn)其他的功能，如功率因數(shù)校正。
馬達(dá)驅(qū)動(dòng)描述
3相倒相器利用6個(gè)PWM通道。用可編程片上軟件產(chǎn)生靜帶;25齒鏈輪提供到控制器捕獲單元的速度輸入;用升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正，在升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，控制器的另一PWM通道控制功率開關(guān)。用簡(jiǎn)單的分壓器電路調(diào)節(jié)和饋送不同的電壓到控制器的模/數(shù)單元。
完整的驅(qū)動(dòng)主要利用了軟件模塊：馬達(dá)控制的閉環(huán)間隔向量脈寬調(diào)制（SVPWM）;改善輸入功率因數(shù)的功率因數(shù)校正模塊;串行通信。
下面將詳細(xì)描述以上所提到的軟件模塊的實(shí)現(xiàn)。
間隔向量脈寬調(diào)制（SVPWM）
為了給馬達(dá)提供能量效率，重要的是采用正確的倒相器開關(guān)轉(zhuǎn)換方法（見圖3）。間隔向量脈寬調(diào)制就是這樣的一種開關(guān)轉(zhuǎn)換方法，它比簡(jiǎn)單和低效率的方法（如正弦PWM）優(yōu)越的多。SVPWM具有較高的DC總線利用和較低的諧波銅線損耗。對(duì)于給定的dc環(huán)路電壓輸出，SVPWM與正弦PWM饋送馬達(dá)相比，其3相馬達(dá)的功率輸出提高了16%。
所有應(yīng)用軟件由中斷服務(wù)程序（ISR）驅(qū)動(dòng)。主碼（即本地環(huán)）由TMS320C240外設(shè)初始化（例如鎖相環(huán)、看門狗、中斷控制和事件管理）組成。碼的其余部分由PWM-ISR組成。每50ms（20KHz）由事件管理的Timer1中的周期事件特征位調(diào)用ISR。
在d-q圖（見圖5）中需要精確定位基準(zhǔn)電壓向量。其目標(biāo)是以給定的速度ω和大小M在d-q圖中旋轉(zhuǎn)基準(zhǔn)向量?？刂破鲝挠脩魝?cè)接收所需的基準(zhǔn)速度ω。角速度ω由精確的頻率產(chǎn)生算法控制，此算法依賴于限定長(zhǎng)度寄存器（在圖5中稱之為積分器）的模數(shù)特性。積分器的高8位用做256字正弦查找表的指針。到該寄存器的外加固定值（步長(zhǎng)）導(dǎo)致8位指針以恒定速率循環(huán)查找正弦表。在結(jié)束限制時(shí)，指針簡(jiǎn)單地循環(huán)并且對(duì)步長(zhǎng)給出的下一個(gè)模值繼續(xù)同樣的運(yùn)行。需要用Sine（a）數(shù)值把基準(zhǔn)電壓向量分解為基準(zhǔn)電壓向量所在區(qū)域的基本間隔向量。由于在6個(gè)區(qū)域中這種分解是相同的，所以只需要一個(gè)60°正弦查找表。為了完成一個(gè)循環(huán)（360°），正弦表需循環(huán)查找6次。對(duì)于給定的步長(zhǎng)，V*的角頻率（周/秒）由下式給出：
ω=（STEP×fs）/6×2m （1）
（1）式中fs是取樣頻率（20KHz，PWM頻率），STEP是角步長(zhǎng)增量，m是積分寄存器的位數(shù)。
對(duì)給定的PWM頻率（fs=20KHz），STEP（=1）和m（16位），其頻率分辨率為0.061Hz。因此，倒相器輸出頻率可控制在0.1Hz之內(nèi)。查找表的大小對(duì)合成正弦波的諧波失真也有一定的影響。一個(gè)256條目表用于60°范圍，其提供的角查找分辨率是60°/256=0.230。
基準(zhǔn)電壓向量變換為一組專用開關(guān)變量a、b、c
3相電壓源倒相器可產(chǎn)生8個(gè)基本向量。圖5中示出8個(gè)基本向量的6個(gè)（V1，V2，V3，V4，V5和V6）。其他兩個(gè)向量V0和V7（零向量）在圖中未示出，它們對(duì)應(yīng)于開關(guān)變量的狀態(tài)0（000）和7（111）。為了產(chǎn)生一個(gè)任意的基準(zhǔn)向量V*，需要對(duì)給定的基本向量進(jìn)行時(shí)間平均。在給定區(qū)域中所希望的基準(zhǔn)電壓向量V*可合成為兩個(gè)相鄰基本向量Vx和Vy的線性組合，它們與兩個(gè)零向量的任一個(gè)組合成幀區(qū)域。因此，基準(zhǔn)向量可寫為：
V*=dxVx+dYVY+dzVz （2）
式中Vz是零向量，dx、dy和dz是PWM開關(guān)間隔內(nèi)狀態(tài)X、Y和Z的占空率。占空率相加必須是PWM周期的100%，即dx+dy+dz=1。
V*=Mvmaxeja=dxVx+dYVY+dzVz （3）
式中M為調(diào)制系數(shù)。
分解V*為其d-q分量，它可寫為：
由于d-q基準(zhǔn)幀可對(duì)照任何基本向量，所以這些方程可應(yīng)用在任何區(qū)域。這就是為什么在這種方法中只需要一個(gè)60°正弦查找表的原因。
對(duì)于一個(gè)特定的基準(zhǔn)電壓V*，計(jì)算所需的PWM占空率dx、dy和dz之后，需要計(jì)算比較寄存器的合適的比較值。每個(gè)PWM周期（50ms）需要計(jì)算3個(gè)新的比較值（Ta，Tb和Tc）來產(chǎn)生開關(guān)圖形。
比較值Ta，Tb和Tc可寫為：
Ta＝（T-dx-dy）/2 （8）
Tb=dx+Ta （9）
Tc=T-Ta （10）
計(jì)算的比較值輸入PWM比較寄存器，而DSP控制器在下一個(gè)PWM周期開始時(shí)更新占空率。
用低成本的25齒鏈輪和霍爾傳感器獲得馬達(dá)速度信息。圖4示出與鏈輪有關(guān)的物理描述以及相關(guān)的角速率?？偯}沖率是25個(gè)脈沖/循環(huán)?；魻杺鞲衅鞯妮敵鲋苯铀偷紺240的Capture1輸入，在此可測(cè)量齒到齒周期（t2-t1）。為了降低抖動(dòng)或周期波動(dòng)，每檢測(cè)一個(gè)新脈沖，對(duì)最近的25個(gè)周期測(cè)量執(zhí)行平均。
一旦從一個(gè)平均算法求出一個(gè)“robust”（“健全的”）周期測(cè)量，則用倒相周期值計(jì)算角速率（頻率）。一個(gè)經(jīng)典的比例-積分（PI）可得到閉環(huán)速度控制。
功率因數(shù)校正
在很多行業(yè)中，功率因數(shù)校正日益重要起來。歐洲的IEC和美國的IEEE已從事開發(fā)離線設(shè)備中限制諧波電流的標(biāo)準(zhǔn)。
對(duì)很多新電子產(chǎn)品必須具有接近1的功率因數(shù)和無失真電流輸入波形。通常的AC-DC變換器采用簡(jiǎn)單電容器的二極管橋整流器從ac線路汲取功率。在離線設(shè)備中的輸入電流波形用一個(gè)整流器/電容器輸入濾波器提供窄脈沖。因此，由于電流波形的高諧波失真，使得功率因數(shù)很不理想。
用著名的帶單電源開關(guān)的升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)能改善輸入功率因數(shù)。電源開關(guān)控制能量流。當(dāng)開關(guān)接通時(shí)，電流建立在升壓電感器中，同時(shí)二極管保持關(guān)斷。當(dāng)電源開關(guān)斷開時(shí)，存在電感器中的能量經(jīng)二極管對(duì)dc線路電容器進(jìn)行充電。另外可控制電感器電流跟蹤所想要的電壓。對(duì)于功率因數(shù)校正，通?？刂齐姼衅麟娏鞲櫿麟妷?，因此ac端電流將與ac線電壓同相。然而，基于正向饋電控制和電流測(cè)量的方法不是一種簡(jiǎn)單的實(shí)現(xiàn)方法。測(cè)量整流器輸出電壓以得到輸入線電流的波形信息。全波整流線電壓饋送到模擬通道。輸入電壓用電阻分壓器調(diào)整。
另外測(cè)量dc線電容器電壓可獲得輸入電流大小的信息。同樣，用電阻分壓器把此電壓饋送到另一個(gè)模擬通道。
這兩個(gè)電壓確定升壓控制開關(guān)的工作占空率。占空率可寫為：
式中dactual是升壓電源開關(guān)的占空率，dmax是最大允許的占空率，krec是整流器輸出電壓傳感器的增益。
DC總線電壓電平確定最大允許占空率dmax。
經(jīng)典的PI方法可得到dmax。Vref取決于不同的應(yīng)用并且總是大于輸入線電壓的峰值。模/數(shù)變換同步于相應(yīng)功率因數(shù)校正的PWM通道。圖6示出不同控制環(huán)路的定時(shí)圖。
升壓變換器的大小遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于各種無源濾波器。可以預(yù)料，有效的功率因數(shù)校正將滿足將來各種嚴(yán)格的電源性能調(diào)整。
實(shí)驗(yàn)
250W實(shí)驗(yàn)板已被制作用來實(shí)現(xiàn)上面所提到的所有功能。帶風(fēng)扇的3相感應(yīng)馬達(dá)（1/3HP，4極）做為負(fù)載被連接到板上。輸入是標(biāo)準(zhǔn)的ac線電壓（115V，60Hz）。工作頻率在0～60Hz之間變化。3相倒相器和升壓變換器的功率開關(guān)用IRF840功率MOSFET。升壓電感器在150mH左右。軟件用匯編語言編寫，使用小于4KW的程序空間?？刂破鞯钠祥W存可存儲(chǔ)程序。
由20KHz SVPWM產(chǎn)生無失真相位電流。表1示出在不同工作頻率下的功率因數(shù)電平。
檢測(cè)電流波形的某種失真。升壓電感器在較高的工作頻率會(huì)處于飽和狀態(tài)而導(dǎo)致電流失真。然而，馬達(dá)相位電流和線到線電壓完全是無失真的。
軟啟動(dòng)特性也包含在軟件中。在啟動(dòng)期間驅(qū)動(dòng)以預(yù)先確定的速率斜波上升。通過斜波上升或下降曲線，進(jìn)行速度指令的突然改變。
表2列出對(duì)于不同軟件模塊的DSP帶寬的使用率。很顯然，多功能整合不能利用DSP帶寬的100%，因此，更先進(jìn)的算法可實(shí)現(xiàn)應(yīng)用要求。
結(jié)語
新型低成本DSP控制器正在成為成本敏感應(yīng)用的一種有前途的選擇方案。這些控制器具有足夠的帶寬并集成有片上功率電子設(shè)備的外設(shè)以實(shí)現(xiàn)馬達(dá)驅(qū)動(dòng)的多種功能。集成的多功能減少了系統(tǒng)元件數(shù)并加快了產(chǎn)品上市。
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