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1981年，日本的Nabae等人提出了多電平變換器的思想，近年來成為了高壓大功率變頻領域的一個研究熱點。多電平逆變器輸出電壓階梯多，從而可以使輸出的電壓波形具有較小的諧波和較低的du／dt。隨著輸出電平數(shù)的增加，輸出電壓的諧波將減少。另外，多電平逆變技術在減小系統(tǒng)的開關損耗與導通損耗，降低管子的耐壓與系統(tǒng)的EMI方面性能都非常優(yōu)良。
傳統(tǒng)的多電平逆變器可分為二極管箝位型、電容箝位型以及級聯(lián)型等三種結構拓撲，二極管箝位型逆變器因為在隨著電平數(shù)的增多，其開關器件和箝位二極管會大量的增加，因此通常只適合于五電平以下的多電平拓撲。而電容箝位型逆變器存在有電容的充放電電壓平衡的問題，而且在電平數(shù)增加時，會需要較多的箝位電容，因此也存在一定的弱點。 對級聯(lián)型多電平逆變器來說，當需要得到多個電平時，會需要較多的直流電源，整流側會需要一組變壓器，造成體積龐大，另外也不易實現(xiàn)四象限運行。
針對傳統(tǒng)多電平拓撲結構的上述不足，本文提出了一種新的不對稱混合多電平逆變器結構，通過控制輸入端的電源數(shù)目，可以得到不同的電平數(shù)，最多可以得到六個輸出電平，在減少器件與直流電壓源的同時，增加了電平數(shù)的輸出。
1逆變器的運行原理分析
逆變器的結構原理圖如圖1所示，從該圖可以看到，電源側一共由三個直流電源組成，橋臂左側由兩電平半橋單元組成，橋臂右側由一個三電平半橋單元組成，分別箝位在中間電源V2上與直流總線電源上。三電平半橋即是普通的二極管箝位三電平半橋。中性點N通過導線連到箝位二極管的中點處。V1，V2，V3分別代表三個直流電源，其中V2通過兩個電容C2，C3分壓，V1，V2，V3的不同的比值將在負載端AO出現(xiàn)不同的電平。當V1：V2：V3=3：2：3時，可以得到最多六個電平的輸出，此時，我們可以看到兩個單元的直流電壓都按照最大擴展原則來確定的，得到了最大電平數(shù)2×3=6的輸出。
當電壓比Vl：V2：V3=3：2：3時，負載AO上得到的六電平輸出電壓狀態(tài)與各器件導通狀態(tài)的關系如表1所示。設單位電壓為V。時，得到的輸出電壓為+Vd，一Vd，+3Vd，一3Vd，+5Vd，一5Vd。
當電壓比V1：V2：V3=l：2：1時，可以得到四電平的輸出，輸出電平為+Vd，一Vd，+2Vd，一2Vd。
從狀態(tài)圖我們可以看到，負載電壓與器件狀態(tài)的關系。管子VT2與VT3的導通時間明顯要長于其他器件，而VT5與VT6的開關次數(shù)要多，但耐壓要低。在一個多電平系統(tǒng)中，根據(jù)器件的特性，應合理選擇器件，左側兩電平單元可以選用耐壓相對低一些的，而右側三電平單元則需要耐壓高導通損耗低的器件。
本文對所提出的新型混合六電平逆變器與傳統(tǒng)五電平逆變器在主電路結構上進行了比較，見表2。
從表2中我們可以看出新型混合六電平逆變器要明顯優(yōu)于傳統(tǒng)的六電平逆變器，可以明顯的節(jié)省器件、降低系統(tǒng)的損耗。作為六電平逆變器還可以極大的降低輸出電壓的諧波含量，改善輸出電壓波形質量。與五電平逆變器不同的是，六電平逆變器輸出電壓沒有零電平。
2 逆變器的調制原理
一種拓撲結構，必須采用合適的調制方法，才能得到期望的輸出。不同主電路結構的逆變器，都對應有一定的調制方式。在本文所提出的新型混合六電平逆變器中，采用特定諧波消除法（SHEPWM）作為該拓撲結構的調制方式。能夠極大地降低系統(tǒng)的開關頻率，從而減低損耗。該方法的基本思想是通過傅立葉級數(shù)分析，得出在特定開關角下的傅立葉級數(shù)展開式，然后令某些特定的低次諧波為零，從而得到一個反映Ⅳ個開關角的N個非線性獨立方程，按求解的開關角進行控制，則必定不含這些次數(shù)的諧波。通常，這種方法著眼于消除低次諧波，因為高次諧波幅值較小，同時諧波頻率增高，濾波相對容易一些，即特定諧波消去法的控制目標是讓基波幅值最大，并消除低頻次非3倍頻次諧波。
由于圖2所示的波形明顯滿足狄利克雷充分條件，又屬于1／4周期對稱的波形，所以其傅立葉級數(shù)不存在余弦項和所有偶次諧波，于是可得：
式（1）中，Uab（ωt）即是期望輸出的粗電壓波形。然后將此式展開，表示成如下形式：
稱其為調制比，其值的大小決定直流電壓利用率的大小。根據(jù)式（3），當只有兩個開關角時，可以列出以下非線性方程：
根據(jù)式（4），并利用牛頓迭代法，即可解出α1和α2的值，從而實現(xiàn)電路的SHEPWM控制。同時利用MATLAB 7．0中的相關數(shù)學工具，解出了不同調制比下的部分α1和α2的值。其μ一α曲線如圖3所示。
3 系統(tǒng)設計
本文對該逆變器系統(tǒng)進行了硬件的選型和基于TI DSP TMS320LF2407控制芯片的軟件設計。
3．1 主電路及驅動電路硬件設計
在多電平逆變器系統(tǒng)中，主電路部分是整個逆變器進行功率變換的核心，由于其相對控制電路具有高壓、大電流的特性，所以必須與控制電路部分進行有效的隔離，才能保證系統(tǒng)正常工作。
1）開關管的選取
在本文所提出的多電平逆變器系統(tǒng)中，主電路功率管采用IRF630型N溝道PMOSFET。其主要參數(shù)如下：
器件耐壓為200V
通態(tài)電流額定值為9A
通態(tài)壓降電阻小于400mΩ
在本文提到的多電平逆變器系統(tǒng)中，均采用相同型號的MOS管，然而從表1可以發(fā)現(xiàn)，系統(tǒng)中各個功率管在一個周期內的導通時間是不一樣的。在實際大功率的多電平系統(tǒng)中，應根據(jù)功率管的開關損耗、耐壓情況選擇合適的功率開關管。例如可以在兩電平單元側使用IGBT，而在三電平側使用GTR。
2）緩沖、驅動電路設計
MOSFET的驅動電路是主電路與控制電路的接口，將實現(xiàn)主電路與控制電路的隔離。其設計將直接影響到能否對開關管進行有效的控制。不同的功率開關管對驅動電路具有不同的要求，因此驅動電路的設計要具有針對性。
本文選用的的多電平逆變器功率管開關管MOSFET對驅動電路的主要要求如下：
①驅動電路的延遲時間td要小。
②驅動電路的峰值電流Imax要大。
③柵極電壓變化率du／dt要大。
具體選用日本東芝公司的TLP250集成電路作為IRF630型MOSFET的驅動光耦。其內部結構框圖如圖4所示。
引腳功能見表3。
對應于單管驅動電路的具體設計原理圖如圖5所示。
從圖5可以看到在光耦的輸出腳與MOSFET的驅動極之間，連有一電阻R2，該電阻即為驅動電阻，可以起到限制朗涌電流的作用，但同時也會限制峰值電流，因此要合理選擇阻值的大小。
由于DSP芯片所輸出的PWM調制電壓信號只有3．3V，無法達到光耦對輸入信號的電壓要求，因此在DSP的輸出端，需要增加一緩沖電路以增大驅動能力，緩沖電路采用74HC245芯片，它采用DIP20封裝，其內部結構和引腳排列分別如圖6和圖7所示。
3．2 控制電路板設計
本文中，控制電路的硬件部分采用了以TMS320LF2407DSP為核心的SY—EVM2407A硬件評估板。其結構圖如8所示。它板載TMS320LF2407 DSP芯片，保證了LF2407A全速運行代碼的調試。除了DSP內部自帶的存儲器之外，還添加了128K字的片外RAM，使得系統(tǒng)的調試更為方便。該板對于DSP各個功能引腳的輸出均提供了接口，從而可以嵌入到不同的應用系統(tǒng)中去，給硬件的開發(fā)與軟件的調試提供了便利。
3．3 軟件流程設計
為了對本文提出的新型混合多電平逆變器進行合理的控制，本文設計了基于TMS320LF2407的DSP控制程序，程序均在CCS2．0下編譯實現(xiàn)，運用仿真器進行在線調試和Flash燒寫，主程序框圖和功率驅動保護中端子程序框圖分別如圖9和圖10所示。
4 實驗結果
為了驗證本文所提出的如圖1所示的新型混合多電平逆變器的拓撲結構的有效性，本文設計了該逆變器系統(tǒng)的單相硬件平臺，該硬件平臺以TITMS320LF2407芯片作為控制電路，控制方法采用SHEPWM方法，最后用示波器測出了逆變器負載的波形。電路參數(shù)設置如下：
直流單元電壓為15V，即V1：V2：V3=3：2：3時，電源電壓比Vl：V2：V3=45V：30V：45V
電感性負載R=95Ω，L=170mH；
SHEPWM調制基波頻率為50Hz
得到的多電平逆變器負載波形與FFT分析結果如圖ll所示。
當電源比Vl：V2：V3=15V：30V：15V時，波形將退化為四電平，如圖12所示。
5 結論
本文研究了一種新型的單相混合多電平逆變器，該拓撲結構具有使用器件少，而輸出電平多的優(yōu)點。該逆變器通過三個直流電源的組合，混合采用二極管與電容箝位的方式，實現(xiàn)了最大六電平的輸出，與傳統(tǒng)五電平數(shù)逆變器相比，具有顯著的優(yōu)點。
采用SHEPWM的逆變器控制方式，進一步降低器件的開關頻率，大大減少了系統(tǒng)的損耗，提高了系統(tǒng)的轉換效率，提高了輸出波形的質量。
責任編輯：gt
工商網(wǎng)監(jiān)
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