內(nèi)置EMI濾波器的開關(guān)穩(wěn)壓器功率傳輸方案

　　對于要實現(xiàn)電池供電或分布式電源系統(tǒng)的設(shè)計人員來說，使用低壓降 （LDO） 穩(wěn)壓器還是開關(guān)穩(wěn)壓器往往是個問題。開關(guān)穩(wěn)壓器的效率相對更高，可謂是一項優(yōu)勢，尤其是對于電池供電產(chǎn)品。然而，電源中快速開關(guān)晶體管產(chǎn)生的 EMI 才是關(guān)鍵權(quán)衡要素——在高度集成的緊湊型設(shè)計中，EMI 可能會衍生成更嚴重的問題。

　　輸入和輸出濾波電路可減輕 EMI 的影響，但會增大電路尺寸、增加成本和復(fù)雜性。新一代的集成式模塊化開關(guān)穩(wěn)壓器解決了這些問題，這些開關(guān)穩(wěn)壓器可提供各種內(nèi)置技術(shù)來抑制 EMI，同時不影響穩(wěn)壓器的性能或效率。

　　本文簡要說明了開關(guān)穩(wěn)壓器在便攜式設(shè)計中占據(jù)的優(yōu)勢以及濾波電路的重要性。此外，還以 Allegro Microsystems、Analog Devices 和 Maxim Integrated 的產(chǎn)品為例，介紹了內(nèi)置 EMI 濾波器的開關(guān)穩(wěn)壓器以及用其簡化功率傳輸?shù)姆椒ā?/p>

　　為何要在便攜式設(shè)計中使用開關(guān)穩(wěn)壓器？

　　效率高、功耗低（降低熱管理難度）、功率密度大是選擇開關(guān)穩(wěn)壓器而非 LDO 的主要原因。在大部分負載范圍內(nèi)，商用開關(guān)穩(wěn)壓器模塊的效率（即輸出功率/輸入功率 x 100）通常約為 90% 至 95%，遠高于同等的 LDO。此外，開關(guān)穩(wěn)壓器既能升壓、降壓，也可提供反相電壓，因此在靈活性上也勝過 LDO。

　　開關(guān)穩(wěn)壓器的核心是脈沖寬度調(diào)制 （PWM） 開關(guān)元件，包含一兩個金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管 （MOSFET），以及與之配對的一兩個電感器用于能量存儲。開關(guān)穩(wěn)壓器的工作頻率決定了單位時間內(nèi)的開關(guān)循環(huán)次數(shù)，而 PWM 信號的占空比 （D） 決定了輸出電壓（根據(jù) VOUT = D × VIN）。

　　在便攜式設(shè)計中，開關(guān)穩(wěn)壓器的高效率雖是一項優(yōu)勢，卻也存在不少待權(quán)衡要素，包括成本、復(fù)雜性、尺寸、負載瞬變響應(yīng)慢以及低負載下的低效率（盡管正在逐步改進）。另一項主要設(shè)計挑戰(zhàn)是應(yīng)對功率晶體管開關(guān)產(chǎn)生的 EMI。其開關(guān)動作會引起電路其他部分的電壓和電流過沖，從而導(dǎo)致輸入輸出電壓和電流紋波，并在開關(guān)頻率處（及其倍數(shù)）產(chǎn)生瞬態(tài)能量尖峰。電壓紋波在 PWM“開啟”周期結(jié)束時達到峰值（圖 1）。

圖 1：開關(guān)穩(wěn)壓器的輸出電壓紋波波形圖顯示了瞬態(tài)尖峰是 EMI 的主要來源。（圖片來源：Analog Devices）

　　EMI 管理

　　如需降低因穩(wěn)壓器功率 FET 開關(guān)引起的 EMI，在輸入和輸出端添加電阻電容 （R-C） 吸收電路是一種行之有效的方法。該電路有助于濾除能量尖峰，減小電壓和電流紋波，從而降低 EMI。在好的設(shè)計中，輸出電壓為 2 至 5 V 的開關(guān)電源最好能將電壓紋波峰峰值降至 10 至 50 mV，并使瞬態(tài)尖峰最小化。

　　濾波電路元件的選型是一項棘手的工作，尤其是輸入和輸出端的大容量電容器，因為需要在元器件尺寸、成本（以及對穩(wěn)壓器瞬態(tài)響應(yīng)和回路補償?shù)挠绊懀┡c電壓峰峰值、電流紋波和 EMI 抑制之間進行權(quán)衡。

　　借助基于關(guān)鍵公式的一些成熟技術(shù)是不錯的切入點。輸入電壓紋波包括 ΔVQ（由輸入電容器放電產(chǎn)生）和 ΔVESR（由輸入電容器的等效串聯(lián)電阻 （ESR） 產(chǎn)生）。如果已指定輸入端的電壓紋波最大峰峰值，分別通過公式 1 和公式 2 即可估算大容量電容器的所需輸入電容 （CIN） 和 ESR：

　　其中：

　　ILOAD（MAX） 是最大輸出電流

　　ΔIp-p 是電感器電流峰峰值

　　VIN 是輸入供電電壓

　　VOUT 是穩(wěn)壓器輸出電壓

　　fSW 是開關(guān)頻率

　　同樣，如果已指定輸出端的電壓紋波最大峰峰值，則分別通過公式 3 和公式 4 即可確定大容量電容器的電容和 ESR：

　　請務(wù)必注意，ΔVESR 和 ΔVQ 不可直接相加，因為兩者彼此相位相異。如果設(shè)計人員選擇陶瓷電容器（ESR 通常較低），則主要是 ΔVQ；若選擇電解電容器，則主要是 ΔVESR。

　　快速負載瞬變期間輸出電壓與期望輸出的可接受偏差也會影響輸出電容容量和 ESR 阻值的選擇。具體而言，在開關(guān)穩(wěn)壓器控制器增大 PWM 占空比來響應(yīng)負載瞬變前，輸出電容器必須能夠在瞬變期間支持負載電流。如需計算負載階躍期間最小輸出偏差所需的輸出電容和 ESR，可分別使用公式 5 和公式 6：

　　其中：

　　ISTEP 是負載階躍

　　tRESPONSE 是控制器的響應(yīng)時間

　　這些計算雖有助于簡化相應(yīng)元件的選擇以管理電壓和電流紋波及瞬態(tài)尖峰，但設(shè)計人員仍必須考慮電容器的耗散功率 （PCAP）。計算公式如下：

　　其中 IRMS 是 RMS 輸入紋波電流。

　　該公式表明在給定 ESR 的情況下，內(nèi)部溫升與紋波電流的平方成正比。在用于減小較大的紋波電流時，可能會造成電容器明顯發(fā)熱，如果散熱不及時，則電容器的電解液將逐漸蒸發(fā)，使其性能下降直至完全失效。為了避免出現(xiàn)這種情況，工程師必須選擇表面積較大、價格更昂貴的器件以促進散熱。

　　低 EMI 穩(wěn)壓器選項

　　盡管輸入和輸出濾波可減小電壓和電流紋波，但是選擇一款既符合規(guī)格，又能實現(xiàn)最小紋波高度峰峰值的開關(guān)穩(wěn)壓器才是好的設(shè)計習(xí)慣。藉此減少濾波電容器因功率耗散而產(chǎn)生的應(yīng)力，從而使用更為小巧、便宜的器件。

　　實現(xiàn)最小電壓和電流紋波的一種技術(shù)是采用電壓模式控制方案。在此方案中，通過將控制電壓施加到比較器的一個輸入端，并將時鐘產(chǎn)生的固定頻率鋸齒電壓（或“PWM 斜坡”）施加到另一輸入端來生成 PWM 信號。相較于另一種可選的電流模式控制方案，該技術(shù)在實現(xiàn) EMI 最小化方面性能更佳。前者更容易加劇 EMI 程度，因為功率級產(chǎn)生的噪聲往往會進入控制反饋回路。（參閱 Digi-Key 文庫文章《DC-DC 開關(guān)穩(wěn)壓器中用于 PWM 信號發(fā)生的電壓和電流模式控制》。）

　　除了考慮采用電壓模式控制外，多家芯片供應(yīng)商還提供了許多方法來從內(nèi)部減小電壓和電流紋波的幅度。Allegro Microsystems 的 A8660 同步降壓轉(zhuǎn)換器正是一個實例。這款高端器件通過了汽車 AEC-Q100 認證。該穩(wěn)壓器的輸入電壓 （VIN） 范圍為 0.3 至 50 V，可調(diào)輸出電壓范圍為 3 至 45 V，可編程基本頻率 （fOSC） 范圍為 200 kHz 至 2.2 MHz。此外，A8660 還提供一系列保護功能，包括在器件退出壓降狀態(tài)時，通過軟恢復(fù)來防止 VOUT 過沖和電壓尖峰干擾。

　　穩(wěn)壓器實現(xiàn) EMI 最小化的關(guān)鍵在于一種稱作 PWM 基本頻率抖動的技術(shù)。啟用后，內(nèi)部設(shè)置的“抖動掃描”會系統(tǒng)地將 fOSC 改變 ±10%，從而使開關(guān)頻率能量分散。抖動調(diào)制頻率 （fMOD） 為 12 kHz，以三角調(diào)制波形進行掃描。

　　在啟用和禁用抖動的情況下，A8660 的傳導(dǎo)和輻射發(fā)射頻譜對比如圖 2 所示。兩個測試設(shè)置采用的外部元器件和印刷電路板布局完全相同。

圖 2：使用固定基本頻率（紅色）的開關(guān)穩(wěn)壓器與采用頻率抖動（藍色）的穩(wěn)壓器之輻射發(fā)射頻譜對比。工作參數(shù)：fOSC = 2.2 MHz，VIN = 12 V，VOUT = 3.3 V，負載 = 3 A。（圖片來源：Allegro Microsystems）

　　對于工作頻率低于 AM 無線電頻段 （fOSC 《 520 kHz） 的設(shè)計，A8660 的同步輸入可用于 fOSC 及其諧波的頻移，以進一步降低 EMI。只需將外部時鐘連接至 SYNCIN 引腳，并將 A8660 的基本頻率由 fOSC 的 1.2 倍增至 1.5 倍即可實現(xiàn)。

　　Analog Devices 的 LT8210IFE 同步降壓/升壓控制器也具有三角頻率調(diào)制方案。在這種情況下，LT8210IFE 可將 fSW 由標稱設(shè)定頻率緩慢擴展至設(shè)定值的 112.5%，并解擴恢復(fù)。

　　此外，該器件還具有“直通”功能可暫停開關(guān)，從而消除開關(guān)損耗以降低 EMI 并提高效率。該穩(wěn)壓器的輸入范圍為 2.8 至 100 V，輸出為 1 至 100 V。輸出電壓精度為 ±1.25%，反向輸入保護高達 -40 V。

　　啟用直通模式時，穩(wěn)壓器的降壓和升壓調(diào)節(jié)回路可獨立運行。通過將降壓調(diào)節(jié)模式預(yù)設(shè)輸出電壓 VOUT（BUCK） 設(shè)置成高于升壓調(diào)節(jié)模式預(yù)設(shè)輸出電壓 VOUT（BOOST），即可使用獨立的誤差電流來產(chǎn)生直通窗口。直通模式對輸出電壓紋波的影響如圖所示（圖 3）。

圖 3：在直通模式下，即使面對高噪聲輸入源（紅色跡線），LT8210 穩(wěn)壓器亦可減小輸出電壓紋波（藍色跡線）。（圖片來源：Analog Devices）

　　VIN 在 VOUT（BOOST） 與 VOUT（BUCK） 之間時，輸出電壓追蹤輸入電壓。一旦 VOUT 趨近于 VIN，LT8210 就會進入低功耗狀態(tài)（直通模式），即開關(guān) A 和 D 持續(xù)導(dǎo)通，而開關(guān) B 和 C 關(guān)斷。VOUT 超出 VIN 達到設(shè)定百分比時，開關(guān) A、C 和 D 關(guān)斷，直至放電使輸出電壓與 VIN 幾乎相等時，才重新連接輸出。如果處于（非開關(guān)）直通窗口內(nèi)時輸入出現(xiàn)正瞬變，使得 VIN 超出 VOUT 達到設(shè)定百分比，則開關(guān)將重新導(dǎo)通，以防電感器電流中出現(xiàn)較大幅度瞬時振蕩。此時，輸出電壓將逐漸接近輸入電壓，方式類似于軟啟動，而 VOUT 趨近于 VIN 時，開關(guān) A 和 D 將再次持續(xù)導(dǎo)通。開關(guān)拓撲如圖 4 所示。

圖 4：LT8210 穩(wěn)壓器的開關(guān)。在直通模式下，開關(guān) A 和 D 持續(xù)導(dǎo)通，而開關(guān) B 和 C 關(guān)斷。（圖片來源：Analog Devices）

　　Maxim Integrated 的低 EMI 產(chǎn)品是 MAX15021ATI+T 降壓開關(guān)穩(wěn)壓器。輸入電壓范圍為 2.5 至 5.5 V，并具有兩路輸出，每路輸出都可由 0.6 V 調(diào)節(jié)至輸入電壓大小。該穩(wěn)壓器的基本頻率范圍為 500 kHz 至 4 MHz，可通過單個電阻器進行調(diào)節(jié)。

　　除了支持電壓模式控制方案以減小電壓紋波外，MAX15021 穩(wěn)壓器還可使用 180° 異相時鐘信號來工作（圖 5）。此外，該器件的開關(guān)頻率可調(diào)節(jié)，最高可達 4 MHz，藉此可顯著減小 RMS 輸入紋波電流。而輸入電流峰值的減?。y波頻率增高），使所需輸入旁路電容容量減小，從而縮小所需電容器的尺寸。

圖 5：MAX15021 雙通道穩(wěn)壓器可實現(xiàn) 180° 異相工作以抑制 EMI。（圖片來源：Maxim Integrated）

　　總結(jié)

　　在高效率至關(guān)重要的應(yīng)用中，模塊化開關(guān)穩(wěn)壓器是電壓調(diào)節(jié)的不錯選擇。但是，相較于 LDO 等替代解決方案，權(quán)衡要素包括電壓和電流紋波，以及穩(wěn)壓器開關(guān)元件產(chǎn)生的瞬態(tài)電壓尖峰。若不經(jīng)濾波，噪聲會產(chǎn)生 EMI，從而影響靠近穩(wěn)壓器的敏感芯片。

　　雖然使用輸入和輸出濾波電路等成熟設(shè)計技術(shù)可降低 EMI，但也需要借助大容量電容器來解決瞬態(tài)尖峰和紋波問題，同時還會產(chǎn)生較大耗散功率，導(dǎo)致元器件過熱。

　　不過，工程師現(xiàn)可使用采用各種內(nèi)置技術(shù)的新一代模塊化開關(guān)穩(wěn)壓器，來減小電壓和電流紋波以及瞬態(tài)尖峰，甚至在添加濾波電路前就可以抑制 EMI。通過在設(shè)計中使用這些穩(wěn)壓器，工程師能縮小輸入和輸出端的大容量電容器尺寸，從而縮小濾波電路的尺寸并降低成本。