利用次級側(cè)同步開關(guān)后置穩(wěn)壓器(SSPR)設(shè)計多路輸出開關(guān)電源

利用次級側(cè)同步開關(guān)后置穩(wěn)壓器(SSPR)設(shè)計多路輸出開關(guān)電源

目前，多路輸出變換器普遍采用對主路輸出進(jìn)行閉環(huán)PWM控制方式，而其他的輔助輸出采用間接穩(wěn)壓方式。由于只對主輸出進(jìn)行閉環(huán)控制，占空比的改變對輔助輸出的負(fù)載影響較大，尤其是從輕載到滿載變化時，負(fù)載交叉調(diào)整的性能變差。常用的技術(shù)有以下幾種。

第一，多路輸出變換器的設(shè)計可以考慮采用多種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。通常，調(diào)整主路輸出，其他輔路輸出會按照隔離變壓器相應(yīng)的匝數(shù)比進(jìn)行交叉調(diào)整。此方法存在多種問題，包括反激和正激變換器，尤其是除了在調(diào)整主路中的輸出電壓以外，非常難以在各輔路輸出端獲得精確的電壓，因為在設(shè)計多輸出電源變壓器時使用的匝數(shù)比只是近似值。此外，任何一路輸出上的瞬態(tài)負(fù)載影響將反映在所有其他負(fù)載上。并且，由于各變壓器繞組間存在漏電感，因此負(fù)載交叉調(diào)整率將比較差。這些問題可以通過將交叉調(diào)整的輸出電壓設(shè)置得稍稍大于所需值，并在每個輔助輸出端加一個線性調(diào)節(jié)器來解決,如圖1所示。電流小于3.0A時，最好使用線性調(diào)節(jié)器作為后級調(diào)整輸出，但是此種方法會犧牲較大的效率為代價，限制了低輸出電流應(yīng)用。若采用WVC技術(shù)的多路輸出反激變換器，可以有效改善輸出的直流和瞬態(tài)特性。具體來說，對各路輸出電壓均進(jìn)行采樣作加權(quán)后調(diào)節(jié)占空比D，如果權(quán)衡系數(shù)和補(bǔ)償環(huán)節(jié)設(shè)計合理，電源品質(zhì)將會得到顯著改善。正激變換器多路輸出采用耦合電感的設(shè)計方法，需要使電感的匝數(shù)比等于主變壓器的輸出繞組的匝數(shù)比，對于負(fù)載不對稱的用電環(huán)境下交叉調(diào)節(jié)性能沒有明顯改善。

圖1 線性調(diào)節(jié)器

第二，為了改善負(fù)載交叉調(diào)整率，可使用單獨(dú)的DC/DC變換器來進(jìn)行組合，實現(xiàn)多路輸出穩(wěn)壓，但電路比較復(fù)雜，且價格非常昂貴。另一個選擇是用UC3573控制器設(shè)計一個降壓轉(zhuǎn)換器作為后調(diào)節(jié)器,如圖2所示，比較適合3.0～8.0A電流輸出。這種方法能達(dá)到90％的高效率，但是如果后調(diào)節(jié)器采用多個副線圈的話需要增加整流器、電感和電容器。這種方法增加了一級LC濾波回路，在多路輸出時，濾波器的數(shù)量明顯增加。同時，這種降壓斬波電路一般應(yīng)用在輸入電壓和輸出電壓均較低的電路結(jié)構(gòu)當(dāng)中。

圖2 降壓轉(zhuǎn)換器

圖3磁放大后調(diào)節(jié)器

第三，用UC1838控制器設(shè)計磁放大后調(diào)節(jié)器，如圖3所示。它的效率很高，特別適合大于5.0A中低電流的應(yīng)用，但在高電流應(yīng)用中效率很低。而且，它不易實現(xiàn)過流保護(hù)，輕負(fù)載時的低調(diào)節(jié)度和高頻（200kHz）時磁放大電感的高費(fèi)用使它不是一個完美的解決方案。

圖4 次級側(cè)同步后置穩(wěn)壓器

第四，一個較好的選擇是用新型的次級側(cè)同步后置穩(wěn)壓器(SSPR)，如圖4所示。這樣既可以實現(xiàn)前沿又可以實現(xiàn)后沿調(diào)節(jié)。SSPR在多路輸出隔離電源的精確調(diào)節(jié)應(yīng)用方面具有簡單、高效率、高頻化、無損耗過流保護(hù)和遙控開關(guān)機(jī)等優(yōu)點(diǎn)。應(yīng)用CS5101比LM5115、UCC2540和LT3710等帶有雙N溝道MOSFET后置同步穩(wěn)壓器控制電路簡單，能夠適應(yīng)于輸入高壓和低壓的各種電路結(jié)構(gòu)。CS5101是一種帶有N溝道MOSFET驅(qū)動的同步前沿開關(guān)調(diào)節(jié)控制器，可直接由變壓器的次級繞組生成一個精確穩(wěn)壓的次級輸出，從而最大限度地減小了主路輸出電感器和電容器尺寸。同時，它可以應(yīng)用于單端或雙端拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

次級側(cè)同步后置穩(wěn)壓器(SSPR)的工作描述
SSPR調(diào)節(jié)器允許輔路在沒有初級側(cè)反饋的情況下獨(dú)立控制輸出。SSPR開關(guān)后面連接次級側(cè)整流二極管和輸出電感。在電流模式的單端正激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，初級控制器保持一個穩(wěn)定的伏秒值。前沿和后沿的初級側(cè)電流波形如圖5所示。使用峰值電流測量的電流模式控制前沿情況下，后沿調(diào)制將導(dǎo)致環(huán)路的不穩(wěn)定。
CS5101 SSPR控制器作為前沿調(diào)制設(shè)計，應(yīng)用于電流模式或電壓模式控制。

圖5 主要開關(guān)電流波形

SSPR技術(shù)的應(yīng)用
SSPR能用在各種電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，包括單端/雙端降壓變換器、反激變換器，可以用于電流控制模式或電壓控制模式。

圖6 主開關(guān)波形

在每種拓?fù)潆娐分?，通常N-FET功率開關(guān)會和一個正向二極管串聯(lián)使用，如圖6所示。由于N-FET被連接在兩個二極管中間，不可能使用單個的共陰極或共陽極的整流器，N-FET的源級電壓從變壓器的次級峰值電壓到大約-0.7V（反向二極管的正向壓降）之間變化，設(shè)計者必須創(chuàng)建一個浮動的驅(qū)動地。

圖7 濾波電感在地端時的主開關(guān)波形

如果變壓器的次級多路輸出沒必要是公共地的話，濾波電感可以連接在地端，如圖7所示。使用這種結(jié)構(gòu)，N-FET的源級也就是輸出電壓VO。這樣使得驅(qū)動FET的電路變得簡單、可靠，VC和VCC電壓能從同一點(diǎn)取。但是通過電感的正向電壓轉(zhuǎn)換被輸出電壓箝位，所以，必需從另外的次級輸出獲得SYNC同步脈沖信號。

圖8 負(fù)電壓輸出時的SSPR應(yīng)用

有兩種方式可以產(chǎn)生負(fù)電壓輸出。一種是簡單地在輸出端反接地，如圖8所示。SSPR電路支持負(fù)電壓輸出。

圖9 參考地的負(fù)電壓輸出SSPR應(yīng)用

另一種方法如圖9所示。SSPR的柵極驅(qū)動電路的參考為電源地，在這種結(jié)構(gòu)中，需要增加反饋信號倒相。
在推挽或橋式雙端拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，僅需要一個功率開關(guān)去控制輸出電壓。如圖10所示。輸出濾波電感可以連接在輸出正端或輸出地端。工作頻率是初級控制器開關(guān)頻率的兩倍。

圖10雙端拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)SSPR應(yīng)用

對于大功率電源，有中心引出端的單封裝整流器應(yīng)用，SSPR功率開關(guān)的柵極驅(qū)動電路可以通過隔離變壓器來實現(xiàn)。如圖11所示。

圖11隔離變壓器驅(qū)動的SSPR應(yīng)用

設(shè)計實例
下面給出一個雙路輸出的電流模式控制正激變換器的設(shè)計。主路5.0V輸出采用PWM控制器（CS3842A），輔路3.3V輸出采用CS5101控制。

設(shè)計參數(shù)
輸入電壓范圍18～36Vdc，主路輸出VO1/IO1：5.0Vdc/0.2～3.0Adc，輔路輸出VO2/ IO2：3.3Vdc/0.3～2Adc,開關(guān)頻率100kHz,主輔路線性調(diào)整率、負(fù)載調(diào)整率均＜1.0%

功率變壓器采用TDK磁芯PC40EER25.5-Z，3.3V輸出和5V輸出均采用相同的圈數(shù)，功率變壓器的匝數(shù)比NPY:NSY5:NSY3:NAUX等于20:11:11:8。占空比范圍：Dmax=0.586,Dmin =    0.293。5.0V輸出電感L1＝100μH，使用一個T72-26的鐵硅鋁磁環(huán)，34T，#24AWG。3.3V輸出電感L2=50μh。使用一個T80-26的鐵硅鋁磁環(huán)，42T，#24AWG。兩路輸出各用一只鋁電解電容，330μf/15V，ESR=0.12Ω。因為變換器采用電流模式控制，初級峰值電流的采樣通過電流取樣電阻R10獲得。初級側(cè)電流斜率的變化受到次級兩路輸出電感的影響。在最低輸入電壓時占空比超過50%，為了避免環(huán)路的不穩(wěn)定，斜波補(bǔ)償是必要的。

SSPR控制輸出計算
從以上數(shù)據(jù)可知，低壓輸入時3.3V繞組電壓為：VSY3=18×(11/20)=9.90V。
假設(shè)肖特基整流管的正向壓降為0.75V，滿載時FET的正向壓降為0.1V，占空比修正為：
DO3LL=(3.3+0.75+0.1)/9.9=0.419
DO3HL=(3.3+0.74+0.1)/19.8=0.209。
供電電壓VCC直接取自于3.3V的繞組，其隨著輸入電壓的變化而變化，VCC＝9.0V～19V。Vcc的參考是地，而門驅(qū)動電壓VC參考點(diǎn)是Q3的源級，VC = 8.0V～18V。
CS5101的同步電壓閾值是2.5V。為了可靠的工作，SYNC腳的電壓必須在脈沖期間都高于2.5V。
VSYNC(MIN)=VSY(MIN)×(R14/(R13+R14))=((18×11)/20)×(15K/(5.1K+15K))=7.39V
VSYNC(MAX)=((36×11)/20))×15K/5.1K=14.87V
由于線圈上的電壓在恢復(fù)期間是負(fù)值，在R14并聯(lián)一個箝位二極管D9。
斜波電容的值是用最小導(dǎo)通時間（高壓輸入時）和內(nèi)部電流源電流來計算的。CRAMP=C16=300PF。
輸出電流大小可以通過輸出負(fù)端的電流取樣電阻R19獲得。由電阻R16、R17和R20等電阻組成的電壓分壓連接到電流放大器，從而計算過流保護(hù)設(shè)置點(diǎn)。
設(shè)計結(jié)果和波形
電路電性能參數(shù)如表1所示。

從表中可以看出，3.3V輸出負(fù)載效應(yīng)和源效應(yīng)均優(yōu)于0.3%。
實際波形如圖12和圖13所示。

圖12 初級側(cè)波形

圖13 SSPR波形