新一代便攜式設(shè)備的關(guān)鍵電源電路設(shè)計(jì)考慮

新一代便攜式設(shè)備的關(guān)鍵電源電路設(shè)計(jì)考慮

　由于集成的功能不斷增多以及外形尺寸的日益縮小，最新一代功能豐富的更小型便攜式設(shè)備將使電源管理設(shè)計(jì)發(fā)揮關(guān)鍵作用。一般來(lái)說(shuō)，便攜式設(shè)備主要包括微處理器、I/O外設(shè)、LED背光、閃存和/或硬盤(pán)驅(qū)動(dòng)器(HDD)、數(shù)字和模擬電路，這些功能模塊對(duì)電源的要求各不相同。為使這些功能模塊正常工作并最小化功耗以實(shí)現(xiàn)更長(zhǎng)的電池使用時(shí)間，系統(tǒng)設(shè)計(jì)工程師面臨如何設(shè)計(jì)嵌入式電源管理解決方案以滿足電源要求的挑戰(zhàn)。本文對(duì)電源要求進(jìn)行了分析，并重點(diǎn)闡述如何設(shè)計(jì)這些電源管理電路。
　　
　　為微處理器供電
　　
　　微處理器是處理各種數(shù)據(jù)和命令的核心器件，大多數(shù)微處理器都采用CMOS電路并具有開(kāi)關(guān)功耗和靜態(tài)功耗。數(shù)字電路的每一次開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換均對(duì)數(shù)字電路的輸出電容進(jìn)行充放電，由此產(chǎn)生的功耗由下式表示：
　　
　　其中，C為總負(fù)載電容，fS為開(kāi)關(guān)頻率，VCORE為施加在微處理器上的電源電壓。根據(jù)此公式得知：時(shí)鐘頻率的降低將使功耗呈線性下降，電壓的降低可導(dǎo)致功耗呈二次方程式下降。隨著微處理器處理速度越來(lái)越快，施加在微處理器上的電壓將降低小于1V以最小化功耗。
　　
　　微處理器最常見(jiàn)的供電電壓范圍為1.0~1.5V。從電壓要求來(lái)看，大多數(shù)微處理器都具有嚴(yán)格的電壓容差，在穩(wěn)定狀態(tài)和負(fù)載瞬態(tài)時(shí)的電壓容差不到100mV。由于微處理器對(duì)低工作電壓和大電流(具有大的邊沿斜率)的要求，電源管理設(shè)計(jì)工程師面臨既要滿足嚴(yán)格的電壓瞬態(tài)要求，又要解決系統(tǒng)功耗預(yù)算和電池運(yùn)行時(shí)間(高轉(zhuǎn)換效率)的難題。微處理器的功耗通常為系統(tǒng)總功耗的30~40%左右。通常為便攜式設(shè)備供電的鋰離子電池，采用LiCo02陰極材料，其典型的電池工作電壓范圍介于3.0~4.2V。
　　
　　圖1所示的同步降壓轉(zhuǎn)換器拓?fù)淠苡行У貙㈦姵仉妷恨D(zhuǎn)換為低內(nèi)核電壓。通常，具有集成MOSFET的固定頻率脈寬調(diào)制(PWM)DC/DC轉(zhuǎn)換器在正常負(fù)載條件下具有90%以上的轉(zhuǎn)換效率，但由于開(kāi)關(guān)損耗和柵極驅(qū)動(dòng)損耗的影響，它們?cè)谳p負(fù)載條件下(如便攜式設(shè)備的待機(jī)模式)的效率較低。為使便攜式設(shè)備實(shí)現(xiàn)超長(zhǎng)的電池待機(jī)時(shí)間，轉(zhuǎn)換器能在輕負(fù)載條件下提供高效率非常重要。

　　
　　圖1：(a) 同步降壓轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖；(b) 負(fù)載瞬態(tài)過(guò)程中的負(fù)載電流和電感電流。
　　
　　首先是要設(shè)計(jì)降壓轉(zhuǎn)換器工作在非同步模式，這樣就避免了因盡量減少與回路電流有關(guān)的傳導(dǎo)損耗而導(dǎo)致的負(fù)電感電流。此外，脈寬頻率調(diào)制或脈沖跳躍(pulse skip)模式通常用于最小化柵極驅(qū)動(dòng)和開(kāi)關(guān)損耗。諸如TI開(kāi)發(fā)的節(jié)電模式等專用技術(shù)通過(guò)關(guān)閉部分控制電路來(lái)降低開(kāi)關(guān)損耗，并使PWM控制器的靜態(tài)電流最小。在150μA的負(fù)載條件下，可以實(shí)現(xiàn)低至18μA的靜態(tài)電流和超過(guò)70%的效率。
　　
　　然而，對(duì)從輕負(fù)載到高負(fù)載的負(fù)載瞬態(tài)而言，這種降壓轉(zhuǎn)換器帶來(lái)了另一個(gè)挑戰(zhàn)，即它需要一個(gè)延遲時(shí)間來(lái)喚醒PWM控制器并使其進(jìn)入工作狀態(tài)。在此延遲時(shí)間內(nèi)，輸出電容必須為負(fù)載供電，這將引入一個(gè)與固定頻率PWM轉(zhuǎn)換器有關(guān)的額外電壓降。如何克服節(jié)電模式帶來(lái)的這一負(fù)面影響呢？微處理器的電壓規(guī)范允許具有±5%的總?cè)莶?，其中包括穩(wěn)定狀態(tài)誤差和負(fù)載瞬態(tài)?？梢詫⑤p負(fù)載時(shí)的輸出電壓提高1%左右，以補(bǔ)償由于控制電路喚醒延遲引起的額外壓降。
　　
　　事實(shí)上，對(duì)移動(dòng)處理器而言，提高輕負(fù)載時(shí)的輸出電壓是一貫的做法，這一做法被稱為負(fù)載線調(diào)節(jié)。這種技術(shù)增大了瞬態(tài)電壓的擺幅，因此它允許對(duì)額外電壓降進(jìn)行補(bǔ)償或使用更小的輸出電容。此外，控制環(huán)路設(shè)計(jì)和電感設(shè)計(jì)對(duì)電壓瞬態(tài)響應(yīng)的影響非常大。那么，如何選擇正確的電感和設(shè)計(jì)控制環(huán)路帶寬來(lái)實(shí)現(xiàn)快速的瞬態(tài)響應(yīng)，并在保持高效率的同時(shí)滿足電壓瞬態(tài)要求呢？
　　
　　對(duì)從小于1mA負(fù)載到滿負(fù)載的階躍負(fù)載瞬態(tài)而言，電壓瞬態(tài)響應(yīng)通常應(yīng)在±3%以內(nèi)。當(dāng)階躍負(fù)載被施加到系統(tǒng)和輸出電容時(shí)，該電壓瞬態(tài)與等效串聯(lián)電阻(ESR)和轉(zhuǎn)換延遲密切相關(guān)。通常情況下會(huì)采用小型ESR陶瓷電容，因此，通過(guò)優(yōu)化環(huán)路設(shè)計(jì)和電感值來(lái)最小化輸出電容器兩端的電壓瞬態(tài)最具挑戰(zhàn)性。輸出電容器需要在瞬態(tài)響應(yīng)期間提供負(fù)載電流。微處理器所需電流的斜率比降壓轉(zhuǎn)換器電感電流的斜率大得多。負(fù)載電流和電感電流之間的差決定了需要由輸出電容提供的電荷數(shù)量，如圖1(b)所示。如果可以減少該非平衡電荷，則能降低瞬態(tài)電壓，減小輸出電容。電感電流的斜率越大，瞬態(tài)響應(yīng)就越快，壓降也就越低，因此瞬態(tài)響應(yīng)取決于電感電流跟隨負(fù)載電流的方式。電感電流上升時(shí)間與此處描述的控制環(huán)路帶寬密切相關(guān)。

　　
　　其中，fC為閉環(huán)環(huán)路帶寬。另一方面，反饋控制環(huán)路在輕負(fù)載到高負(fù)載轉(zhuǎn)換期間使占空比加大，在電感兩端出現(xiàn)凈電壓增加，這會(huì)引起電感電流增加。平均電感電流的上升時(shí)間由下式得出：

　　
　　其中L、VIN以及ΔD分別為電感、輸入電壓和占空比增加值。在給定帶寬下提供同樣快速的瞬態(tài)響應(yīng)的最大電感被稱為臨界電感。該臨界電感為經(jīng)過(guò)優(yōu)化的電感，可為實(shí)現(xiàn)最高效率提供盡可能高的帶寬和最小電感電流紋波。通過(guò)以上兩個(gè)方程式能得到在給定環(huán)路帶寬條件下實(shí)現(xiàn)最快瞬態(tài)響應(yīng)的臨界電感。

　　
　　其中，ΔDMAX為負(fù)載瞬態(tài)期間最大的占空比增加值。由此可見(jiàn)，采用小型電感也可以獲得高環(huán)路帶寬，從而實(shí)現(xiàn)快速的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)以滿足瞬態(tài)電壓要求。圖2給出了小型電感和大型電感的輸出電壓瞬態(tài)響應(yīng)曲線，它表明電感越小，負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)越快。

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　為背光用白光LED供電
　　
　　背光的功耗非常高，這會(huì)影響便攜式設(shè)備電池的使用壽命。顯示器背光照明最常見(jiàn)的是采用3~6個(gè)白光LED陣列，通常這些白光LED由20mA左右的電流來(lái)驅(qū)動(dòng)以實(shí)現(xiàn)優(yōu)化的亮度和顏色。為背光用白光LED供電主要面臨兩個(gè)挑戰(zhàn)：1. 如何實(shí)現(xiàn)各個(gè)LED間亮度一致；2. 在保持高效率的同時(shí)優(yōu)化調(diào)光功能。
　　
　　解決第一個(gè)設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)要求LED驅(qū)動(dòng)器提供相同的驅(qū)動(dòng)電流。通過(guò)串聯(lián)這些LED可以輕松實(shí)現(xiàn)流經(jīng)每個(gè)LED的電流相同。驅(qū)動(dòng)LED有兩種主要的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，即開(kāi)關(guān)電容/電荷泵和升壓轉(zhuǎn)換器。電荷泵采用電容器將電能傳輸至輸出端，解決方案總體尺寸非常小。由于電荷泵必須要集成至少4個(gè)MOSFET，所以只有驅(qū)動(dòng)高達(dá)200mA電流的應(yīng)用才具有成本效益；當(dāng)輸出電壓與輸入電壓本質(zhì)上不相關(guān)時(shí)，其效率相對(duì)較低。由于電荷泵的升壓能力有限，所以通常LED是并聯(lián)連接，這就需要精確鏡像電流以實(shí)現(xiàn)相同的驅(qū)動(dòng)電流。電感升壓轉(zhuǎn)換器利用電感器將電能傳輸至輸出端，輸出電壓增益可達(dá)10倍，因此它隨時(shí)可以驅(qū)動(dòng)6個(gè)串聯(lián)LED，并實(shí)現(xiàn)超過(guò)85%的效率。但是，電感升壓轉(zhuǎn)換器需要相對(duì)較大的電感且存在電磁干擾(EMI)方面的設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。

　　
　　圖2：小型電感和大型電感的輸出電壓瞬態(tài)響應(yīng)曲線。
　　
　　解決第二個(gè)系統(tǒng)設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)是要提供許多便攜式設(shè)備所需要的適合的調(diào)光功能。主要的調(diào)光技術(shù)有PWM調(diào)光、模擬調(diào)光和數(shù)字調(diào)光三種。
　　
　　PWM調(diào)光利用一個(gè)低頻數(shù)字PWM信號(hào)來(lái)反復(fù)開(kāi)關(guān)白光LED驅(qū)動(dòng)器，通過(guò)調(diào)整PWM信號(hào)的脈沖寬度就可以實(shí)現(xiàn)LED調(diào)光功能。PWM調(diào)光的主要優(yōu)點(diǎn)在于能夠高效率地提供高質(zhì)量白光。在手機(jī)系統(tǒng)中可用一個(gè)I/O端口生成PWM信號(hào)以啟動(dòng)或關(guān)閉白光LED驅(qū)動(dòng)器。

　　
　　圖3：(a) 典型的白光LED驅(qū)動(dòng)器的調(diào)光模式；(b) H橋接降壓/升壓轉(zhuǎn)換器電路。
　　
　　然而，利用200Hz~20kHz的低調(diào)光頻率可能會(huì)產(chǎn)生聽(tīng)得見(jiàn)的噪聲。為避免這種噪聲，白光LED驅(qū)動(dòng)器所提供的調(diào)光頻率應(yīng)超過(guò)聽(tīng)得見(jiàn)的噪聲的頻率范圍。圖3(a)和圖4給出了典型的應(yīng)用電路及其開(kāi)關(guān)波形。

　　
　　圖4：圖3(a)電路的PWM調(diào)光開(kāi)關(guān)波形。
　　
　　模擬調(diào)光是對(duì)參考電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)，參考電壓決定了流經(jīng)LED的電流。PWM信號(hào)隨同低通濾波器被用來(lái)設(shè)置調(diào)光閾值。類(lèi)似地，調(diào)節(jié)占空比將最終改變平均參考電壓以實(shí)現(xiàn)調(diào)光。這種方法的一個(gè)缺點(diǎn)是深度調(diào)光的效率較低，這將縮短電池運(yùn)行時(shí)間。該方法的另一個(gè)主要挑戰(zhàn)是發(fā)光質(zhì)量，由于LED驅(qū)動(dòng)電流很低，所以LED的發(fā)光質(zhì)量非常差，且發(fā)出的光也與自然界的白光不同。
　　
　　最后一種調(diào)光方法是數(shù)字調(diào)光。數(shù)字調(diào)光要求專用數(shù)字接口(如I2C)和單個(gè)線路接口。通過(guò)對(duì)到達(dá)驅(qū)動(dòng)器的數(shù)字信號(hào)進(jìn)編程，可以根據(jù)應(yīng)用需要?jiǎng)討B(tài)調(diào)節(jié)白光LED亮度。TPS61060支持?jǐn)?shù)字調(diào)光功能，可降低處理器功耗并延長(zhǎng)電池使用壽命。

為硬盤(pán)驅(qū)動(dòng)器和I/O供電
　　
　　硬盤(pán)驅(qū)動(dòng)器和許多I/O通常采用3.3V電壓軌供電。由于單個(gè)鋰離子電池的電壓為3.0~4.2V，所以它需要降壓/升壓功能以充分利用可用電量，從而延長(zhǎng)電池的使用壽命。圖3(b)是H橋接降壓/升壓轉(zhuǎn)換器電路。如何選擇正確的控制方案以實(shí)現(xiàn)高效率呢？這種降壓/升壓轉(zhuǎn)換器有兩種基本的控制架構(gòu)。
　　
　　第一種控制方案是使轉(zhuǎn)換器工作在傳統(tǒng)的降壓/升壓模式。當(dāng)Q1和Q3同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，輸入電壓被施加到電感上，能量存儲(chǔ)在電感中，輸出電容為負(fù)載提供電源。當(dāng)Q1和Q3截至，Q2和Q4導(dǎo)通時(shí)，電感電流流經(jīng)Q2和Q4，將存儲(chǔ)的電能供給輸出端。
　　
　　假設(shè)在轉(zhuǎn)換開(kāi)關(guān)和電感上沒(méi)有功率損耗，則這種控制方案在連續(xù)導(dǎo)通模式下電壓增益由下式得出：
　　
　　其中，D為占空比。當(dāng)占空比小于0.5時(shí)，轉(zhuǎn)換器工作在降壓模式，以使輸出電壓低于輸入電壓。當(dāng)占空比大于0.5時(shí)，轉(zhuǎn)換器可實(shí)現(xiàn)升壓功能。為使輸出電壓等于輸入電壓，占空比需等于0.5。這種方案的降壓模式和升壓模式之間的轉(zhuǎn)換非常平滑，但是傳統(tǒng)的降壓/升壓運(yùn)行效率較低，因?yàn)樗哂蟹沁B續(xù)的大輸入和輸出電流導(dǎo)致傳導(dǎo)損耗、開(kāi)關(guān)損耗和電感繞組損(銅損)都非常高。
　　
　　第二種控制方案是使轉(zhuǎn)換器工作在降壓模式或者升壓模式，這可以獲得與降壓或升壓轉(zhuǎn)換器類(lèi)似的更高的效率。當(dāng)輸入電壓高于輸出電壓時(shí)，轉(zhuǎn)換器工作在降壓模式，當(dāng)輸入電壓低于輸出電壓時(shí)，轉(zhuǎn)換器工作在升壓模式。在降壓模式中，Q4一直導(dǎo)通，Q3一直截至，Q1和Q2作為一個(gè)同步降壓轉(zhuǎn)換器交替導(dǎo)通和截至。在升壓模式中，當(dāng)VIN小于Vo時(shí)，Q1一直導(dǎo)通，Q2一直截至，Q3和Q4作為一個(gè)同步升壓轉(zhuǎn)換器交替導(dǎo)通和截至。MOSFET和電感的均方根(RMS)電流與降壓或升壓轉(zhuǎn)換器的電流相等。這種控制方案可以實(shí)現(xiàn)比傳統(tǒng)降壓/升壓轉(zhuǎn)換器高5~10%的效率。

　　
　　圖5：TPS6300在各種負(fù)載條件下的典型應(yīng)用電路。
　　
　　為利用最小尺寸解決方案進(jìn)一步滿足延長(zhǎng)電池使用壽命的要求，這里采用集成的N通道MOSFET作為頂部的開(kāi)關(guān)MOSFET。對(duì)于給定的裸片尺寸，N通道MOSFET的導(dǎo)通電阻比P通道MOSFET低，因此這種方案進(jìn)一步減少了傳導(dǎo)損耗。然而，驅(qū)動(dòng)N通道MOSFET需要借助電荷泵電路提供高柵極驅(qū)動(dòng)電壓。由德州儀器(TI)開(kāi)發(fā)的一項(xiàng)創(chuàng)新技術(shù)在保持總芯片尺寸小于P通道MOSFET的同時(shí)，將這些電荷泵電路集成到芯片上，從而以最小尺寸的解決方案實(shí)現(xiàn)最高效率。圖5給出了TPS6300在各種負(fù)載條件下典型的應(yīng)用電路圖，其最高效率可達(dá)95%。圖6為該電路在各種負(fù)載條件下的效率曲線圖。

　　
　　圖6：各種負(fù)載條件下的效率，最高效率可達(dá)95%。
　　
　　如何為微處理器、背光LED和I/O等關(guān)鍵元件供電對(duì)滿足嚴(yán)格的電壓瞬態(tài)響應(yīng)、實(shí)現(xiàn)盡可能最高的效率以充分利用電池電量而言非常關(guān)鍵。為這些元件供電的很重要一點(diǎn)是，系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員充分理解設(shè)計(jì)挑站以及優(yōu)化電感和環(huán)路帶寬設(shè)計(jì)所要求的物理工作原理，從而選擇正確的控制方案以滿足系統(tǒng)性能要求。