解決SMPS應(yīng)用中電流模式控制的設(shè)計問題

解決SMPS應(yīng)用中電流模式控制的設(shè)計問題

　早期開關(guān)電源（SMPS）設(shè)計采用的標(biāo)準(zhǔn)控制方法稱為“電壓模式”操作。斜坡發(fā)生器驅(qū)動電壓比較器的一個輸入端，來自誤差放大器/環(huán)路濾波器的誤差信號驅(qū)動另一個輸入端，見圖1。得到的是僅基于電壓誤差信號的PWM脈沖。該工作模式下的電路具有以下兩個局限性：一是沒有保護(hù)電路元件的限流功能，二是對輸入輸出的瞬態(tài)變化響應(yīng)緩慢。

圖1 電壓模式控制

　　電流模式控制

　　隨著SMPS設(shè)計的成熟，一種稱為“電流模式”控制的更安全的系統(tǒng)正逐步進(jìn)入設(shè)計師的視線。該系統(tǒng)使用由電感電流驅(qū)動的電流反饋信號取代了斜坡發(fā)生器。用這種方法得到的系統(tǒng)的電感峰值電流由誤差信號直接控制，從而根除了可能由過電流條件導(dǎo)致的電路故障，見圖2。由于電流模式控制的是電感電流，因而可有效地消除控制回路中由電感產(chǎn)生的“極點(diǎn)”和延遲，從而提高系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)速度。

圖2 電流模式控制

　　斜坡補(bǔ)償?shù)闹匾?/P>

　　大多數(shù)模擬電流模式PWM控制器的一個顯著問題是其只能測量峰值電流。因輸出電容是對平均電流進(jìn)行積分以產(chǎn)生所需輸出電壓，因此實(shí)際上需要的是測量平均電流的能力。通常，平均電流可以近似為峰值電流的一半。對于占空比小于50%的情況，在啟動下一個PWM周期前，電感電流有足夠的時間衰減到0。只要電感電流在PWM周期末達(dá)到0，平均電流就等于電感峰值電流的一半，見圖3。

圖3 占空比小于50%時，平均電流近似為峰值電流的一半

　　通常這種設(shè)計方案是可行的，但是當(dāng)占空比大于50%時，有些問題就會顯現(xiàn)出來。主要原因是平均電流不再近似為峰值電流的一半，見圖4。

圖4 占空比大于50%時，平均電流大于峰值電流的一半

　　隨著PWM占空比在大于等于50%的條件下繼續(xù)增加，平均電流就會越來越大于用測量峰值電流估計的值。得到的輸出電壓將會高于預(yù)期，并且持續(xù)上升直到較慢的電壓控制回路重新調(diào)整電流設(shè)定點(diǎn)。輸出電壓會下降到預(yù)期電壓以下，然后重復(fù)此過程（稱為子周期（sub-cycle）振蕩）。

　　為解決電流模式的不穩(wěn)定性問題，針對模擬電流模式控制器開發(fā)了名為“斜坡補(bǔ)償”的技術(shù)。通過在電壓誤差放大器生成的電流閾值上添加一個下降沿鋸齒波電壓，見圖5，為限流比較器生成新的電流閾值，使其能更緊密地跟蹤平均電感電流。

圖5 斜坡補(bǔ)償

　　數(shù)字電流模式控制中的設(shè)計問題

　　采用數(shù)字電流模式控制克服了模擬電流模式PWM控制器的許多局限性。SMPS中的數(shù)字電流模式控制非常有價值，因?yàn)樗峁┝嗽S多功能，如晶體管峰值電流保護(hù)、消除磁性元件中的磁場“棘輪效應(yīng)”、輸入電壓變化抑制和簡單的控制回路補(bǔ)償。實(shí)現(xiàn)電流模式控制會帶來另一個好處，即使用誤差電壓控制電感電流的最大值，使電感成為電壓控制的電流源。作為電流源，電感不再在回路的頻率響應(yīng)中產(chǎn)生極點(diǎn)。這樣，回路從無條件不穩(wěn)定電路變?yōu)橛袟l件穩(wěn)定電路，這使得環(huán)路濾波器設(shè)計更加簡單。既然電流模式是如此優(yōu)越的系統(tǒng)，為什么數(shù)字SMPS設(shè)計師仍然使用電壓模式控制呢？

　　許多DSC沒有模擬比較器和可以在PWM周期的適當(dāng)點(diǎn)測量電感電流的ADC。缺少某些方法以在期望點(diǎn)及時精確地測量電流，DSC就必須不停地在PWM周期用ADC測量電感電流，以捕捉當(dāng)電感電流達(dá)到期望值的“瞬間”。為了達(dá)到12位分辨率，需要在每個PWM脈沖進(jìn)行多達(dá)2048次ADC電流轉(zhuǎn)換。所需的ADC的采樣速率為10億次/秒。另外，需要充足的處理能力來收集這10億次轉(zhuǎn)換，將每次轉(zhuǎn)換結(jié)果與誤差信號相比較，并在達(dá)到預(yù)期電流時，關(guān)閉PWM輸出。保守的說，這意味著需要一個每秒能執(zhí)行10億條指令（BIPS）的處理器。顯然，這不是一種解決該問題的低成本設(shè)計方案。

　　DSC簡化了SMPS電流模式控制的設(shè)計

　　那么設(shè)計師如何在數(shù)字SMPS設(shè)計中實(shí)現(xiàn)電流模式控制？答案就是使用具有支持SMPS設(shè)計的外設(shè)的最新數(shù)字信號控制器（DSC）。

　　當(dāng)用DSC實(shí)現(xiàn)SMPS設(shè)計時，有很多可行的方法可用來執(zhí)行電流模式控制。例如，Microchip的DSPIC30F202X DSC有以下特性：高分辨率數(shù)字PWM發(fā)生器、以每秒兩百萬次的采樣速度異步采樣和轉(zhuǎn)換信號的ADC、帶相關(guān)的10位參考數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）的高速模擬比較器、30MIPS高性能具備DSP處理能力的控制器。

　　片上DAC為模擬比較器提供了可編程的閾值，軟件可以隨時更新這些參考DAC的值以設(shè)定峰值電流限制。

　　數(shù)字電流模式方法的關(guān)鍵在于使用具有特定片內(nèi)PWM外設(shè)（其工作方式與分立式電流模式PWM發(fā)生器相同）的DSC，見圖6。

圖6 具有自動關(guān)閉功能的基于計數(shù)器的PWM

　　從圖2中的框圖可知，2個混合信號組件（1個電壓比較器和1個DAC）已添加到普通的基于定時器的PWM外設(shè)中。電壓比較器向PWM模塊提供一個關(guān)閉信號，此信號與占空比計數(shù)器的輸出一起對PWM信號進(jìn)行門控。當(dāng)占空比計數(shù)器達(dá)到0時，比較器的輸出可以將PWM輸出驅(qū)動至0。

　　DAC的輸入來自DSC，并生成比較器的參考信號。當(dāng)該系統(tǒng)被整合到數(shù)字SMPS時，PWM模塊中的計數(shù)器發(fā)出PWM脈沖，DAC產(chǎn)生一個送至比較器反相輸入端的電壓（該電壓表示的是電感的期望電流），而反饋電流被送至比較器的同相輸入端。

　　隨著電感內(nèi)電流的形成，占空比計數(shù)器將繼續(xù)向上計數(shù)。如果電感電流先達(dá)到期望值，比較器將終止脈沖，電感開始向輸出電容放電。如果PWM計數(shù)器先達(dá)到特定的占空比值，比較器將終止PWM脈沖。該方法在模擬和數(shù)字兩個領(lǐng)域都達(dá)到了最佳效果——既可以得到一個不需要高M(jìn)IPS處理器的快速電流模式反饋，又可以具有設(shè)定最大占空比來限流的能力。

　實(shí)現(xiàn)數(shù)字電流模式設(shè)計

　　如何讓該系統(tǒng)工作？我們首先確定SMPS設(shè)計需要的PWM頻率和最大占空比。這些參數(shù)用來對PWM的計數(shù)器部分進(jìn)行配置。下一步，將參考DAC輸出調(diào)整至期望的電流反饋信號的最大范圍。這能在控制PWM占空比時提供最高分辨率。最后，設(shè)計比例積分器微分器（PID）軟件代碼，它會接收來自ADC的電壓反饋，將它和內(nèi)部數(shù)字參考電壓作比較，適當(dāng)濾波以幫助穩(wěn)定，然后將所需電流設(shè)置輸出到產(chǎn)生比較器參考電壓的DAC，見圖7。

圖7 數(shù)字電流模式控制

　　如何處理占空比大于50％時的電流模式穩(wěn)定性問題？PID軟件可設(shè)置所需的電流值，因此就可以輕松地調(diào)整DAC值。因?yàn)閿?shù)字方式的控制操作統(tǒng)統(tǒng)由軟件完成，故采用數(shù)字方式進(jìn)行斜坡補(bǔ)償比采用模擬方式更加容易。模擬解決方案需要一個與PWM脈沖同步的斜坡發(fā)生器以及一個求和結(jié)點(diǎn)（將斜坡電壓加在電流反饋上）。

　　這一方案設(shè)計了一個簡單的電流模式SMPS系統(tǒng)，該系統(tǒng)使用性價比高的30 MIPS DSC來完成1~2個BIPS處理器較難完成的工作。假設(shè)處理器在下一個脈沖開始之前只需計算一個新的期望電流值，那么處理器應(yīng)有足夠的空閑時間完成其他任務(wù)，例如通信、系統(tǒng)監(jiān)視和決策性功能（包括軟啟動/上電序列以及處理故障檢測和恢復(fù)）。

　　數(shù)字電流模式控制技術(shù)

　　DSC包含一個ADC，它能夠在PWM周期內(nèi)進(jìn)行精確的特定電流采樣采集，無需使用模擬比較器就可以實(shí)現(xiàn)電流模式控制。數(shù)字電流模式控制回路基于以下事實(shí)：可以計算出達(dá)到期望電感電流值所需的PWM導(dǎo)通時間。可以測量電感上的電壓，當(dāng)感應(yīng)系數(shù)已知時，還可測量電感中的初始電流。

　　給定：V=Ldi/dt

I(t)=I(to)+1/L*∫V(t)dt

　　整理為：(L/V)*(I(t)-I(to))=dt

　　使用公式：PWM導(dǎo)通時間=(L/V)*2*(Idesired-Istart)

　　對于大多數(shù)應(yīng)用，由于輸入濾波器電容較大，故輸入電壓不能快速改變。因此，無需每次執(zhí)行控制算法時都計算耗時的除法運(yùn)算（L/V）。許多PWM周期可以共用計算結(jié)果以減少計算的工作量。視L/V項(xiàng)為恒量，占空比其余部分的計算就很輕松了。不將模擬比較器用作PWM信號的關(guān)斷控制器，使其可用于檢測負(fù)載電流意外出現(xiàn)大幅瞬態(tài)變化的情況或輸出過壓條件。

　　前饋技術(shù)

　　電流模式控制的優(yōu)點(diǎn)之一是提高了對可變輸入電壓的響應(yīng)。SMPS系統(tǒng)采用了數(shù)字控制之后，很容易為可變輸入電壓提供前饋補(bǔ)償。大多數(shù)SMPS拓?fù)渲杏脕砻枋鲚敵鲭妷号c輸入電壓、占空比和變壓器匝數(shù)比關(guān)系的傳遞公式相對簡單?？稍陔娏髟O(shè)定點(diǎn)添加電壓前饋，或者以與電流控制回路并聯(lián)的方式添加到電路中。例如，降壓轉(zhuǎn)換器的傳遞公式為：

Vout=Vin*占空比/周期

　　通常情況下，所有控制計算的期望結(jié)果都用于生成要裝入到PWM占空比寄存器中的值。

占空比=Vout*(周期/Vin)

　　計算輸入電壓的前饋補(bǔ)償所花費(fèi)的時間是執(zhí)行除法運(yùn)算所需的時間。前饋補(bǔ)償技術(shù)本質(zhì)上非常穩(wěn)定，并可提供更快的瞬態(tài)響應(yīng)。

　　結(jié)論

　　本文討論了在SMPS應(yīng)用中實(shí)現(xiàn)電流模式控制的各種方法（使用或不使用模擬比較器）。帶合適外設(shè)的DAC在實(shí)現(xiàn)SMPS時提供了多種選擇。從模擬SMPS控制到數(shù)字SMPS控制的轉(zhuǎn)換過程中的一個重要步驟是要意識到電流模式控制的期望功能是完全可以在DSC中通過各種技術(shù)實(shí)現(xiàn)的。