CAN標準中的時鐘容差修正建議

CAN標準中的時鐘容差修正建議

　CAN是事件觸發(fā)的通信協(xié)議，它用標識符(ID)的無損仲裁方法調度不同消息的傳送。仲裁依靠的是位值，因此位值采樣準確性很重要。為在所有節(jié)點得到相同的準確的采樣，位時間的同步就是關鍵。正常傳送中也要克服節(jié)點間時鐘差造成的采樣點變動，減少讀出時的錯誤。但是位時間能否實現(xiàn)同步，取決于時鐘的偏差。為此CAN標準規(guī)定了時鐘容差的計算方法?，F(xiàn)在發(fā)現(xiàn)，標準規(guī)定的計算公式不夠用，它會影響應用的可靠性。特別是汽車工業(yè)常用的標準兒939是基于CAN 2．0B的，時鐘容差對CAN 2．OB的影響較大，因此對此加以修正非常重要。對于標準的完整理解不僅與應用有直接關系，對進一步提高CAN性能也會有新的啟示。

　　1 ISO 1 1898-1：2003關于時鐘容差的規(guī)定

　　ISO 11898-1：2003第12．4．1．2款規(guī)定位時間單位為Tq，它是可組態(tài)的參數。1位共有NTQ(8～25)個Tq，Tq由振蕩器分頻而得，受硬件的振蕩器與分頻器資源所限，其選擇有限。每1位分成4段：同步段S(Tq)、傳輸段Pr(Tq～8Tq)、緩沖1段P1(Tq～8Tq)和緩沖2段 P2(Tq～8 Tq)，它們都是可組態(tài)的參數。位值的采樣在P1與P2的分界處。CAN將同步分為2種：硬同步和重同步?？偩€空閑時開始新幀SOF的隱位到顯位的跳變沿 (R／D跳變沿)引起硬同步，立即復位本地位時間到S段。在幀傳送中的R／D跳變沿引起重同步，跳變沿落在上一位采樣后的P2段時將該P2縮短，跳變沿落在S后時加長本位P1的長度，此時本地位時間修正的最大絕對量不超過SJW(重同步跳轉寬度)的值。SJW是1個組態(tài)參數，在Tq～4 Tq之間。關于CAN位時間與同步的一些較為深入的探討可參見參考文獻。

　　在CAN標準中，采用振蕩器容差這一術語來代表時鐘容差。實際實現(xiàn)時，有的實現(xiàn)方案用振蕩器加鎖相環(huán)構成時鐘，此時CAN的時鐘偏差就由2部分構成。為了與標準文字一致，本文不把時鐘容差與振蕩器容差嚴格區(qū)分。將振蕩器的頻率相對誤差表示為△，時，按ISO11898-1的12．4．2．5款規(guī)定，它的約束有2條。

　　①正常傳送時由于CAN填充位規(guī)則，重同步的距離最多為10位。為同步正確，有：

　　(2×△f)×10×NBT

　　其中，NBT為標稱位時間。

　　②出錯時，有錯的節(jié)點要發(fā)報錯幀。為了區(qū)分是本地錯還是全局錯，要考察發(fā)出主動報錯標志后的第7位是否還是顯位。由于出錯前可能有6位顯位，所以2個同步段S相隔13位。容許的差小于緩沖段長：

　　(2×△f)×(13×NBT-P2)

　　在2個不等式中選最小者為本應用的時鐘容差。例如Tbit=1 000 ns，總線長20 m，收發(fā)器的延遲為150 ns時，整個傳輸延遲為Tprop=500 ns，取Tq=125 ns，算出Pr=4，P1=1，P2=2，SJW=1，NBT=8。由上述二式算出的△f分別為0．006 25和0．004 90，取其中小者0．004 90，即接近0．5％。

　　2 發(fā)送器時鐘同步中產生的問題

　　CAN總線具有顯位優(yōu)先于隱位的特性，即當總線上有多個節(jié)點同時發(fā)送時，只要有1個節(jié)點發(fā)的是顯位，總線上最終的結果就是顯位。所以當2個相距有一定距離的節(jié)點同時發(fā)送顯位時，由于傳輸需要時間，在一個節(jié)點處看不到另一個節(jié)點的R／D跳變沿(如圖1所示，e為同步的相位差)，因為總線的電平早已被該節(jié)點置為顯位。

　　在這種情況下，節(jié)點A、B即使時鐘有差別，也無法建立同步。設A比B快，僅當節(jié)點A的同步段S比節(jié)點B的同步段S越來越超前，且其超前量大于傳輸時間時，節(jié)點B才能看見A的R／D跳變沿，B才會開始進行同步。

　　現(xiàn)在分析2個發(fā)送器在仲裁區(qū)的同步問題。假定它們看到總線空閑并同時開始發(fā)送，它們的ID只是最后1位不同。有文獻介紹發(fā)送節(jié)點同步過程時，假定總線空閑時有1個發(fā)送器領先于其他發(fā)送器，且超過Pr／2段發(fā)送的情況。由于事件發(fā)生的隨機性，這只是特例。對于定時消息，它們由本節(jié)點的時鐘觸發(fā)。但本地時鐘問并無同步，它們之間又存在頻率差異，所以定時消息規(guī)定應發(fā)出的時間的相位差會周期性地變化。1個發(fā)送器領先所有其他發(fā)送器的情況也只是特例。在本文假設下，由于在ID前各位出現(xiàn)的R／D跳變沿均未被對方看見，它們之間沒有同步關系。到最后1位，假定時鐘慢的節(jié)點有顯位而時鐘快的節(jié)點有隱位，并假定ID前 1位是隱位，那么慢節(jié)點的R／D跳變沿將可能被快的節(jié)點看到。但是，它將有很大的相位差，可能已經超過了重同步跳轉寬度SJW，從而無法使該快節(jié)點正確同步，便會導致采樣在慢節(jié)點送來的電平尚未穩(wěn)定的地方產生位值讀錯。

在CAN 2．0B的29位ID的最后1位，即仲裁域的第31位，由于可能還有7個填充位，即已有37位未進行同步。為了采樣正確，未同步時快慢發(fā)送節(jié)點同步段的差應小于重同步跳轉寬度SJW：

　　(2×△f)×37×NBT≤SJW (3)

　　以前述例子的數據，NBT=8，SJW=1，得△f≤0．001 68，減小了很多。

　　由于接近快節(jié)點的接收器均能見到快節(jié)點的R／D跳變沿，它們已按快節(jié)點進行了同步。最后，它們要按未曾同步的慢節(jié)點進行同步，同樣會遇到相位差很大時的同步問題。如果ID最后第2位已是顯位，那么快節(jié)點將見不到慢節(jié)點的跳變沿，因為此時并不存在可供同步的R／D跳變沿，在仲裁域內快節(jié)點以及附近已與它同步的接收器將完全無法與慢節(jié)點同步。它們將按自己原來的相位及位時間進行采樣。最壞的情況下，要再經過7位可以見到慢節(jié)點的下一個R／D跳變沿，如圖2所示。

　　在仲裁域內未能見到跳變沿的發(fā)送器此時已變?yōu)榻邮芷?，雖然如此，若在后面的跳變沿能保證正確同步的話，那么在仲裁域中采樣點的偏移就更小，應該能保證采樣的正確，即仲裁的正確。此時仲裁域內未同步最多為40位(含可能的8位填充位)，隨后最近的跳變沿在6位后，于是為了能正確采樣，應該有：

　　(2×△f)×46×NBT≤SJW (4)

　　仍以第一部分中例子的數據，NBT=8，SJW=1，可得△f≤0．001 35，又小了一些。如果在某系統(tǒng)中有NBT=25，SJW=1，可得△f≤0．00043。這是相當小的值。

　　根據上述分析，最壞的情況是(4)式。對于CAN2．0 A，對應可以導出最壞情況為：

　　(2×△f)×21×NBT≤SJW (5)

　　如果傳輸時間比較短，慢節(jié)點已按快節(jié)點延遲Pr／2后進行了同步，那么在慢節(jié)點最后勝出的那一位，快節(jié)點將見到e=Pr的來自慢節(jié)點的同步沿。為能保證同步，至少應有：

　　Pr≤SJW (6)

　　如果(6)式滿足，就可以發(fā)生同步。例如在傳輸延遲占位時間份額小的系統(tǒng)，用原ISO11898-1的算式。使用中，讀取ACK位時，最壞的同步沿將相隔 11位(CRC分界符不在填充位規(guī)則內)，(1)式還應該修改。如不滿足(6)式，例如高速系統(tǒng)，就應考慮(4)或(5)式。ISO11898-1應添加上述內容。一般地說，(4)、(5)式比(1)、(2)式要求嚴格，如需要簡化，用它們就足夠了。例如對于CAN2．0A，用前面例子的數據，NBT=8，SJW=1，由(5)式可得△f≤0．002 97，也優(yōu)于原來的0．004 90。

　　3 ISO 16845：2004應添加的條款

　　ISO16845關于發(fā)送器時間同步相關功能的一致性測試條款共9項(8．7．1～8．7．9)，其中用于有相位差的重同步僅2項：8．7．4款，當 e<0且|e|≤SJW時的同步；8．7．5款，當P<0且e>SJW時的同步。由第2部分的分析可知，發(fā)送器在仲裁中退出的最后一位是需要進行同步的，此時它還是發(fā)送器狀態(tài)。只有同步以后，才能正確采樣，決定是否退出并保證退出以后能正確跟蹤勝出的發(fā)送器。因此，需要添加 e>O，且| e |≤SJW，以及e>0，且| e |>SJW時的測試條款。這些條款可以參考接收器的相應條款(7．7．3和7．7．4)。

　　ISO 16845中的低層測試設備LT是專用設備，它與被測的CAN(稱為被測試的實現(xiàn)IUT)的Tx、Rx相連，LT產生必要的輸入條件到Rx，然后從Tx測取IUT的反應是否合格。非測試輸入時LT不應影響IUT。以e>O且|e|>SJW時的測試為例，安排IUT發(fā)1幀在ID域帶填充位為顯位的幀。當發(fā)到第5個隱位時，LT延遲e將Rx變?yōu)轱@位，然后在延遲后的新采樣點(原P1+SJW)處為Rx建1個隱位值，此時IUT的輸出Tx將在LT提供的R／D跳變沿后一位按同步規(guī)則提供顯位，如圖3所示。上述測試設計基于如下原理：如果IUT動作正常，它將同步于LT提供的R／D跳變沿，并采到LT 提供的隱位，這時發(fā)出它的下一個填充位，填充位的R／D跳變沿已被IUT先前的同步所移動。如果同步不正常，或者跳轉的量不對，IUT將采到顯位，它會仲裁失敗而退出，不會再發(fā)送。測試的P的范圍是(SJW+1)～(NBT-P2-1)。這個設計不同于標準的7．7．4款。筆者認為7．7．4款的方法是不能達到目的的，該問題的詳細討論超出了本文的范圍，不再贅述。

　　需要指出的是，8．7．2款中的正在發(fā)送顯位的發(fā)送器，將不對e>0的R／D跳變沿作同步。這個要求與本文所述e>0時的同步問題是不同的。本文講的是發(fā)送器發(fā)隱位，它見到了其他發(fā)送器的R／D跳變沿；而8．7．2款只是描述CAN芯片的Tx、Rx分開作輸出、輸入測試時的特性，實際應用時是分不開的，不會遇到這種情形。

　4 小 結

　　CAN的一般技術資料均提到，高速時的可靠性要比低速時的差，應用中能用低速就用低速。從上述位同步時鐘容差的分析可知，高速時時鐘容差小，所以一旦時鐘有問題就會影響同步與采樣。CAN標準ISO11898-1：2003僅考慮了部分場合的要求，對發(fā)送器仲裁階段未能同步的情況未作考慮，從而給出的容差結果偏寬，設計者有可能依此選用不合適的振蕩源，造成電子控制器(ECU)可靠性不夠。例如，現(xiàn)在已經有一些精度接近0．3％～2％的可修正的RC或 CMOS振蕩器，它們價格低，接近原CAN標準設計的容差，有可能被不適當地選用。所以對標準加以補充是十分必要的。隨著CAN應用的擴展，提高CAN工作頻率的努力也在繼續(xù)。一方面，有些應用可縮短傳送距離以使傳輸時間縮短，例如機器人、武器等；另一方面，CAN的性價比高，對這類應用有吸引力，在傳輸時間接近臨界情況的場合，更要注意時鐘容差的問題。

　　從另一個角度考慮解決問題的可能性是：將仲裁域中及仲裁后的第1個同步沿發(fā)送器與接收器的同步均設為硬同步。這種做法可以改善同步以后的采樣，但對同步以前的采樣沒有改善，它們仍然要求較高精度的時鐘來保證采樣點在緩沖段P1、P2之內。而且，過多的硬同步增加了對干擾進行不必要同步的機會，反而不是好事。因此這種方案是無價值的。

　　從分析可知，當重同步跳轉寬度SJW可選得較大時，容許的時鐘偏差就較大。不受限制的SJW相當于隨時執(zhí)行硬同步，小于P1、P2的SJW就使采樣點的變動較小。當總線上由于干擾出現(xiàn)假的R／D跳變沿，就會引起錯誤的重同步，小的SJW有助于降低讀錯概率。因此，兼顧減少出錯率與降低時鐘容錯限的要求，關鍵是設計一種性價比好的濾除干擾的辦法。