車載充電器Boost PFC AC/DC變換器設計

　　隨著能源危機、資源枯竭以及大氣污染等危害的加劇，我國已將新能源汽車確立為戰(zhàn)略性新興產(chǎn)業(yè)，車載充電器作為電動汽車的重要組成部分，其研究兼具理論研究價值和重要的工程應用價值。采用前級 AC/DC 和后級 DC/DC 相結合的車載充電器結構框圖如圖1 所示。

　　當車載充電器接入電網(wǎng)時，會產(chǎn)生一定的諧波，污染電網(wǎng)，同時影響用電設備的工作穩(wěn)定性。為了限制諧波量，國際電工委員會制定了用電設備諧波限制標準 IEC61000-3-2，我國也發(fā)布了國標GB/T17625。為了符合上述標準，車載充電器必須進行功率因數(shù)校正（PFC）。 PFC AC/DC 變換器一方面為后級 DC/DC 系統(tǒng)供電，另一方面為輔助電源供電，其設計的好壞直接影響車載充電器性能。

　　圖1 電動汽車車載充電器結構框圖

　　鑒于純電動汽車車載充電器對體積、諧波有著苛刻的要求，本設計采用有源功率因數(shù)校正（APFC） 技術。APFC 有多種拓撲結構，由于升壓式拓撲具有驅(qū)動電路簡單、PF 值高和具有專門控制芯片的優(yōu)點，選取Boost拓撲結構的主電路?？紤]各種基本控制方式，選取了具有諧波失真小、對噪聲不敏感和開關頻率固定技術優(yōu)勢的平均電流控制方式。

　　本文針對功率為2 kW 的純電動汽車車載充電器，考慮諧波含量、體積及抗干擾性能等方面的設計需求，重點研究 PFC AC/DC 變換器，包含系統(tǒng)主電路和控制電路設計，并在上述研究的基礎上，開展系統(tǒng)仿真和實驗測試驗證研究，電路圖見圖2。

　　圖2 Boost PFC AC/DC 變換器電路原理圖

　　1 Boost PFC AC/DC 變換器

　　本文針對功率為2 kW 的車載充電器PFC AC/DC 變換器，采用基于 Boost拓撲 的主電路結構，以及連續(xù)模式下的平均電流控制控制策略。主電路由整流電路和Boost升壓電路構成；控制電路采用電流內(nèi)環(huán)、電壓外環(huán)的雙閉環(huán)控制方式，原理框圖見圖3 。

　　圖3 主電路和控制電路原理框圖

　　2 PFC AC/DC 變換器主電路設計

　　PFC AC/DC 變換器主電路由輸出濾波電容、開關器件、升壓電感等器件構成， 其參數(shù)設計如下。

　　2.1 輸出濾波電容

　　輸出濾波電容可濾除由開關動作造成的輸出電壓紋波，同時能夠維持輸出電壓在一定范圍內(nèi)，選取的器件需較好地實現(xiàn)以上兩個功能。

　　2.1.1 考慮輸出紋波電壓

　　式中：Co為輸出濾波電容，Pout為主電路輸出功率，fin為電網(wǎng)輸入電壓頻率，△Vout為主電路輸出紋波電壓峰峰值，Vout為主電路輸出電壓。

　　2.1.2 考慮電壓維持時間

　　式中：△t 為主電路輸出電壓由Vout降到Vout（min）的時間。

　　據(jù)計算結果，選取3 個220 μF/400 V、1 個330 μF/400 V 電解電容并聯(lián)。

　　2.2 開關器件

　　功率管開關器件的選擇主要考慮以下參數(shù)：耐壓值、通態(tài)電流值以及功率管開關頻率。在高開關頻率場合，常選取MOS 管，但單個MOS 管通態(tài)電流較小，為了增加通流能力，本系統(tǒng)選用兩個MOS 管并聯(lián)。選取器件時，流過MOS 管電流取2 倍裕量，MOS 管兩端電壓取1.2 倍裕量。為了增加通流能力，選取兩只IPA60R165CP（650 V，21 A） 并聯(lián)。

　　2.3 升壓電感

　　升壓電感的設計思路為：首先計算電感量，然后選擇合適的磁芯材料，最后結合磁路飽和對電感量的影響，選取合適的電感量及材料。

　　電感量的計算公式為：

　　式中：Vin為主電路輸入電壓，f 為開關頻率，Lmin為電感量最小值，△Ilmax為電感電流紋波最大值。升壓電感最小取值隨之確定，為108 μH。

　　確定電感量后，需選取合適的磁芯材料。APFC 電路的升壓電感磁芯材料有：磁粉芯、鐵氧體磁芯和有隙非晶/微晶合金磁芯等。綜合分析，考慮鐵硅鋁磁粉芯的磁通密度（BS ）高、體積小且不用開氣隙的優(yōu)點，選擇鐵硅鋁磁粉芯作為磁芯材料。

　　當主電路電流很大時，電感會出現(xiàn)直流偏置，導致磁路飽和。電流越大，磁路飽和程度越大。故選擇電感磁芯時，需考慮磁路飽和的問題。綜合考慮，選取型號為KS184060A 的鐵硅鋁磁芯60匝，當磁路飽和程度最大時，電感量仍為110 μH，略大于108 μH。

　　3 PFC AC/DC 變換器控制電路設計

　　控制電路采用雙閉環(huán)結構：外環(huán)為電壓環(huán)，內(nèi)環(huán)為電流環(huán)，電流環(huán)控制主電路輸入電流跟蹤參考電流，實現(xiàn)功率因數(shù)校正。電壓環(huán)的輸出電壓與輸出參考電壓經(jīng)電壓誤差放大器比較后的輸出信號與前饋電壓和輸入電壓經(jīng)過乘法器運算，得到電流環(huán)的輸入?yún)⒖茧娏?。通過電流環(huán)的調(diào)節(jié)，產(chǎn)生主電路開關管通斷的驅(qū)動信號，實現(xiàn)系統(tǒng)功率因數(shù)校正且輸出穩(wěn)定的直流電壓。乘法器的作用主要為信號相乘，此處，本文重點研究電壓環(huán)和電流環(huán)的設計。

　　3.1 電壓環(huán)設計

　　電壓環(huán)的作用之一是將輸出電壓的變化反饋給電流環(huán)；作用之二是將二次諧波電壓衰減到指定水平，以降低輸入電流的畸變。另外，由于輸出電容的充、放電，輸出紋波電壓滯后輸入電壓，故電壓環(huán)的設計尚需兼顧考慮有足夠的相移，以保證輸出電壓紋波與輸入電壓同相位。綜上可知，需設置合理的補償電路，使得電壓環(huán)能夠滿足上述條件。

　　無補償時， 電壓環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)表達式為：

　　式中：Pin為輸入功率，△V 為電壓誤差放大器輸出電壓范圍。電壓開環(huán)傳遞函數(shù)的伯德圖如圖4 中H 曲線所示，二次諧波得不到衰減，導致輸入電流畸變變大，故需設置一個極點，使紋波電壓得到較好的衰減，同時將紋波電壓超前移相90°。

　　設計的補償電路傳遞函數(shù)為：

　　綜合考慮，配置極點頻率等于穿越頻率。此時，相位裕度為45°，系統(tǒng)穩(wěn)定性較好， 且二次諧波得到了較大的衰減。加入補償后的電壓環(huán)傳遞函數(shù)的伯德圖如圖4中N 曲線所示，二次諧波獲得了較大的衰減，且紋波電壓超前相移90°。

　　圖4 補償前、后的電壓環(huán)傳遞函數(shù)的伯德圖

　　3.2 電流環(huán)設計

　　電流環(huán)的作用是調(diào)節(jié)主電路輸入電流，使之跟蹤主電路輸入電壓，實現(xiàn)高PF 控制。電流環(huán)的設計思路是通過補償電路的合理設計，增加其響應速度，同時確保系統(tǒng)的穩(wěn)定運行。

　　無補償電路時，電流環(huán)由PWM 比較器和功率級組成，開環(huán)傳遞函數(shù)表達式為：

　　電流開環(huán)傳遞函數(shù)的伯德圖如圖5 中H 曲線所示，電流環(huán)帶寬很窄，且高頻噪聲得不到很好的抑制。為此，通過低頻處設置零點，提高低頻增益，增加帶寬；同時，在高頻處設置極點，抑制開關噪音。設計的補償電路開環(huán)傳遞函數(shù)為：

　　為此，選取合適的截止頻率，設定零點頻率以及極點頻率，使系統(tǒng)的相位裕度在45°以上，同時兼顧使電流環(huán)滿足高增益和大帶寬設計需求。設定截止頻率為 6.65 kHz ，零點頻率為4.5 kHz ，極點頻率為46 kHz ，相位裕度為48°，加入補償電路后電流環(huán)傳遞函數(shù)的伯德圖如圖5 中N 曲線所示，加入補償后的電流環(huán)在低頻處，系統(tǒng)帶寬較大；在高頻處，開關噪聲獲得了較好的衰減；此外，系統(tǒng)相位裕度超過45°，能夠?qū)崿F(xiàn)系統(tǒng)的穩(wěn)定運行。

　　圖5 補償前、后電流環(huán)傳遞函數(shù)的伯德圖

　　4 系統(tǒng)仿真和實驗測試

　　基于Saber 仿真軟件對系統(tǒng)進行仿真研究，Boost PFC AC/DC 變換器主要參數(shù)為：電感L=500 μH，輸出電容Co=990 μH，開關頻率fs=133 kHz ，電網(wǎng)頻率fin=50 Hz ，R16=510 kΩ，R17=10 kΩ，R4=160 Ω，R5=0.01 Ω，其他參數(shù)通過前述的設計流程獲得。在輸入電壓有效值為140 V和220 V 時，分別對系統(tǒng)仿真和實驗測試，仿真結果如圖6 所示，實驗測試波形如圖7 所示。

　　圖6 輸入電壓、電流和輸出電壓動態(tài)

　　圖7 Boost PFC AC/DC 變換器實測動態(tài)

　　系統(tǒng)仿真和實研測試結果表明：設計的Boost PFC AC/DC 變換器能夠在寬的輸入電壓范圍內(nèi)獲得穩(wěn)定的直流輸出電壓，同