一種新型高中頻架構(gòu)，X和Ku波段小尺寸資料下載

衛(wèi)星通信、雷達(dá)和信號(hào)情報(bào)(SIGINT)領(lǐng)域的許多航空航天和防務(wù)電子系統(tǒng)早就要求使用一部分或全部X和Ku頻段。隨著這些應(yīng)用轉(zhuǎn)向更加便攜的平臺(tái)，如無(wú)人機(jī)(UAV)和手持式無(wú)線電等，開發(fā)在X和Ku波段工作，同時(shí)仍然保持極高性能水平的新型小尺寸、低功耗無(wú)線電設(shè)計(jì)變得至關(guān)重要。本文介紹一種新型高中頻架構(gòu)，其顯著削減了接收機(jī)和發(fā)射機(jī)的尺寸、重量、功耗與成本，而系統(tǒng)規(guī)格不受影響。由此產(chǎn)生的平臺(tái)與現(xiàn)有無(wú)線電設(shè)計(jì)相比，模塊化程度、靈活性和軟件定義程度也更高。 簡(jiǎn)介 近年來(lái)，推動(dòng)RF系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)更寬帶寬、更高性能、更低功耗，同時(shí)提高頻率范圍并縮小尺寸的力量越來(lái)越強(qiáng)大。這一趨勢(shì)已成為技術(shù)進(jìn)步的驅(qū)動(dòng)力，RF器件的集成度遠(yuǎn)超以往所見。有許多因素在推動(dòng)這一趨勢(shì)。 衛(wèi)星通信系統(tǒng)為了發(fā)送和接收每天收集到的數(shù)TB數(shù)據(jù)，對(duì)數(shù)據(jù)速率的要求已達(dá)到4 Gbps。這一要求推動(dòng)系統(tǒng)的工作頻率提高到Ku和Ka波段，原因是在這些頻率上更容易實(shí)現(xiàn)更寬的帶寬和更高的數(shù)據(jù)速率。這勢(shì)必導(dǎo)致通道密度更高，每通道的帶寬更寬。 在信號(hào)情報(bào)領(lǐng)域，性能要求也在不斷提高。此類系統(tǒng)的掃描速率越來(lái)越高，故而要求系統(tǒng)具有快速調(diào)諧PLL和寬帶寬覆蓋范圍。對(duì)尺寸更小、重量更輕、功耗更低(SWaP)和集成度更高系統(tǒng)的需求，源于業(yè)界希望在現(xiàn)場(chǎng)操作手持式設(shè)備，以及希望提高大型固定位置系統(tǒng)的通道密度。 相控陣的發(fā)展同樣得益于單芯片RF系統(tǒng)集成度的提高。集成讓收發(fā)器越來(lái)越小，使得每個(gè)天線元件都可以有自己的收發(fā)器，進(jìn)而促使模擬波束賦形向數(shù)字波束賦形轉(zhuǎn)變。通過(guò)數(shù)字波束賦形，單一陣列可以同時(shí)追蹤多個(gè)波束。相控陣系統(tǒng)應(yīng)用廣泛，包括天氣雷達(dá)和定向通信等。由于低頻信號(hào)環(huán)境變得越來(lái)越擁堵，許多應(yīng)用不可避免地要求提高頻率。 本文介紹如何利用一種高度集成的架構(gòu)來(lái)應(yīng)對(duì)上述挑戰(zhàn)，該架構(gòu)將AD9371收發(fā)器用作中頻接收機(jī)和發(fā)射機(jī)，使得整個(gè)中頻級(jí)及其相關(guān)器件都可以從系統(tǒng)中移除。文中比較了傳統(tǒng)系統(tǒng)與提議的架構(gòu)，并舉例說(shuō)明了如何通過(guò)典型設(shè)計(jì)流程來(lái)實(shí)現(xiàn)此架構(gòu)。具體說(shuō)來(lái)，使用集成收發(fā)器可以實(shí)現(xiàn)一些高級(jí)頻率規(guī)劃，這是標(biāo)準(zhǔn)超外差樣式收發(fā)器做不到的。 超外差架構(gòu)概述 超外差架構(gòu)由于能實(shí)現(xiàn)很高的性能而成為多年來(lái)的首選架構(gòu)。超外差接收機(jī)架構(gòu)通常包括一個(gè)或兩個(gè)混頻級(jí)，混頻級(jí)饋入模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)。典型超外差收發(fā)器架構(gòu)如圖1所示。 圖1. 傳統(tǒng)X和Ku波段超外差接收和發(fā)射信號(hào)鏈 第一轉(zhuǎn)換級(jí)將輸入RF頻率上變頻或下變頻至帶外頻譜。第一IF（中頻）的頻率取決于頻率和雜散規(guī)劃、混頻器性能以及RF前端使用的濾波器。然后，第一IF向下轉(zhuǎn)換為ADC可以數(shù)字化的較低頻率。雖然ADC在處理更高帶寬的能力上取得了巨大進(jìn)步，但為達(dá)到最優(yōu)性能，其頻率上限目前是2 GHz左右。輸入頻率更高時(shí)，必須考慮性能損失，而且更高輸入頻率要求更高時(shí)鐘速率，這會(huì)導(dǎo)致功耗上升。 除混頻器外，還有濾波器、放大器和步進(jìn)衰減器。濾波用于抑制不需要的帶外(OOB)信號(hào)。若不加抑制，這些信號(hào)會(huì)在目標(biāo)信號(hào)上產(chǎn)生雜散，使目標(biāo)信號(hào)很難或無(wú)法進(jìn)行解調(diào)。放大器設(shè)置系統(tǒng)的噪聲系數(shù)和增益，提供足夠高的靈敏度以接收小信號(hào)，同時(shí)又不是太高以至于ADC過(guò)度飽和。 還有一點(diǎn)需要注意，此架構(gòu)常常需要使用表面聲波(SAW)濾波器以滿足ADC嚴(yán)格的抗混疊濾波器要求。SAW濾波器會(huì)提供急劇滾降性能以滿足這些要求，但同時(shí)也會(huì)帶來(lái)明顯的延遲和紋波。 圖2所示為一個(gè)X波段超外差接收機(jī)頻率規(guī)劃示例。該接收機(jī)希望接收8 GHz和12 GHz之間的信號(hào)，帶寬為200 MHz。目標(biāo)頻譜與可調(diào)諧本振(LO)混頻，產(chǎn)生5.4 GHz IF。然后，5.4 GHz IF與5 GHz LO混頻以產(chǎn)生最終的400 MHz IF。最終IF范圍是300 MHz至500 MHz，這是很多ADC能夠發(fā)揮良好性能的頻率范圍。 圖2. X波段接收機(jī)頻率規(guī)劃示例 接收機(jī)的重要特性 除了熟知的增益、噪聲系數(shù)和三階交調(diào)截點(diǎn)特性以外，影響接收機(jī)架構(gòu)頻率規(guī)劃的其他典型特性包括鏡像抑制、IF抑制、自發(fā)雜散和LO輻射。 鏡像雜散—目標(biāo)頻段之外的RF，其與LO混頻產(chǎn)生IF的干擾。 IF雜散—IF頻率的信號(hào)，其通過(guò)混頻器之前的濾波潛入，顯示為IF干擾。 LO輻射—來(lái)自LO的RF泄漏到接收機(jī)鏈的輸入連接器。LO輻射是可以檢測(cè)到的，即使在僅接收的工作模式下也能檢測(cè)（參見圖3）。 圖3. LO輻射泄漏通過(guò)前端返回 自發(fā)雜散—接收機(jī)內(nèi)部的時(shí)鐘或本振混頻導(dǎo)致的IF雜散。 鏡像抑制特性同時(shí)適用于第一和第二混頻級(jí)。在X和Ku波段的典型應(yīng)用中，第一混頻級(jí)的中心頻率可以是5 GHz到10 GHz范圍的高IF。這里需要高IF，原因是鏡像頻率為Ftune 2 × IF，如圖4所示。IF越高，鏡像頻段離得越遠(yuǎn)。此鏡像頻段必須在其到達(dá)第一混頻器之前加以抑制，否則此范圍內(nèi)的帶外能量會(huì)表現(xiàn)為第一IF中的雜散。這是通常使用兩個(gè)混頻級(jí)的主要原因之一。如果只有一個(gè)混頻器，并且IF為數(shù)百M(fèi)Hz，那么將很難在接收機(jī)前端中抑制鏡像頻率。 圖4. 混頻進(jìn)入IF的鏡像 將第一IF下變頻至第二IF時(shí)，第二混頻器也存在一個(gè)鏡像頻段。第二IF的頻率較低（幾百M(fèi)Hz到2 GHz），故第一IF濾波器的濾波要求可能視情況而不同。對(duì)于第二IF為幾百M(fèi)Hz的典型應(yīng)用，高頻第一IF的濾波可能非常困難，需要很大的定制濾波器。這常常是系統(tǒng)中最難設(shè)計(jì)的濾波器，因?yàn)轭l率很高且抑制要求通常很窄。 除鏡像抑制外，還必須有力地濾除從混頻器返回接收輸入連接器的LO功率水平。這樣可確保無(wú)法因?yàn)檩椛涔β识鴻z測(cè)到用戶。為此，LO應(yīng)遠(yuǎn)離RF通帶，確?？梢詫?shí)現(xiàn)充分濾波。 高中頻架構(gòu)概述 最新集成收發(fā)器產(chǎn)品包括AD9371，它是一款300 MHz至6 GHz直接變頻收發(fā)器，具有兩個(gè)接收通道和兩個(gè)發(fā)射通道。接收和發(fā)射帶寬可在8 MHz至100 MHz范圍內(nèi)調(diào)整，工作模式可配置為頻分雙工(FDD)或時(shí)分雙工(TDD)。該器件采用12 mm2 封裝，TDD模式下功耗約為3 W，F(xiàn)DD模式下功耗約為5 W。由于正交糾錯(cuò)(QEC)校準(zhǔn)的優(yōu)勢(shì)，它實(shí)現(xiàn)了75 dB到80 dB的鏡像抑制性能。 圖5. AD9371直接變頻收發(fā)器功能框圖 集成收發(fā)器IC的性能進(jìn)步開啟了新的可能性。AD9371集成了第二混頻器、第二IF濾波和放大、可變衰減ADC以及信號(hào)鏈的數(shù)字濾波和抽取功能。在該架構(gòu)中，AD9371（其調(diào)諧范圍為300 MHz至6 GHz）可調(diào)諧到3 GHz和6 GHz之間的頻率，直接接收第一IF（參見圖6）。其增益為16 dB，NF為19 dB，5.5 GHz時(shí)的OIP3為40 dBm，故AD9371是非常理想的IF接收機(jī)。 圖6. X或Ku波段TRx，AD9371用作中頻接收機(jī) 集成收發(fā)器用作IF接收機(jī)，便不再需要像超外差接收機(jī)那樣擔(dān)心通過(guò)第二混頻器的鏡像，這可以大大降低第一IF帶的濾波需求。不過(guò)，為了消除收發(fā)器中的二階效應(yīng)，仍然需要一定的濾波。第一IF帶現(xiàn)在應(yīng)以兩倍的第一IF頻率提供濾波以消除此類效應(yīng)，這比濾除第二鏡像和第二LO要容易得多，它可能接近數(shù)百M(fèi)Hz。通常，利用低成本的小型LTCC濾波器成品即可滿足此類濾波要求。 這種設(shè)計(jì)還使系統(tǒng)具有很高的靈活性，可針對(duì)不同應(yīng)用而輕松加以重復(fù)使用。靈活性的表現(xiàn)之一是IF頻率選擇。IF選擇的一般經(jīng)驗(yàn)法則是讓它比經(jīng)過(guò)前端濾波的目標(biāo)頻譜帶寬高1 GHz至2 GHz。例如，若設(shè)計(jì)師需要4 GHz頻譜帶寬（17 GHz至21 GHz）經(jīng)過(guò)前端濾波器，則IF可以位于5 GHz頻率（比目標(biāo)帶寬4 GHz高1GHz）。這有助于前端實(shí)現(xiàn)濾波。如果只需要2 GHz帶寬，可以使用3 GHz的IF。此外，AD9371具有軟件定義特性，很容易隨時(shí)改變IF，所以特別適合需要避開阻塞信號(hào)的認(rèn)知無(wú)線電應(yīng)用。AD9371的帶寬也可以在8 MHz至100 MHz范圍內(nèi)輕松調(diào)整，有利于避免目標(biāo)信號(hào)附近的干擾。 高中頻架構(gòu)的高集成度使得最終的接收機(jī)信號(hào)鏈所占空間只有等效超外差架構(gòu)的50%左右，同時(shí)功耗降低30%。另外，高中頻架構(gòu)接收機(jī)比超外差架構(gòu)更為靈活。這種架構(gòu)是要求小尺寸、高性能的低SWaP市場(chǎng)的福音。 高中頻架構(gòu)接收機(jī)頻率規(guī)劃 高中頻架構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)之一是能夠調(diào)諧IF。當(dāng)試圖創(chuàng)建一個(gè)能避開干擾雜散的頻率規(guī)劃時(shí)，這種能力特別有用。當(dāng)接收到的信號(hào)在混頻器中與LO混頻并產(chǎn)生一個(gè)非IF頻段內(nèi)目標(biāo)信號(hào)音的m × n雜散時(shí)，就會(huì)引起干擾雜散。 混頻器依據(jù)公式m × RF ± n × LO產(chǎn)生輸出信號(hào)和雜散，其中m和n為整數(shù)。接收信號(hào)產(chǎn)生的m × n雜散可能落在IF頻段中；某些情況下，目標(biāo)信號(hào)音會(huì)引起一個(gè)特定頻率的交越雜散。 例如，若觀測(cè)一個(gè)設(shè)計(jì)為接收12 GHz至16 GHz信號(hào)且IF為5.1 GHz的系統(tǒng)，如圖7所示，則引起帶內(nèi)雜散的m × n鏡像頻率可依據(jù)下式確定： 圖7. 12 GHz至16 GHz Rx Tx高中頻架構(gòu) 在此式中，RF為混頻器輸入端的RF頻率，其導(dǎo)致一個(gè)信號(hào)音落在IF中。試舉一例，假設(shè)接收機(jī)調(diào)諧到13 GHz，這意味著LO頻率為18.1 GHz (5.1 GHz 13 GHz)。將這些值代入上式，并允許m和n在0到3的范圍內(nèi)變動(dòng)，則可得到如下RF公式： 結(jié)果如下表所示。 表1. 18.1 GHz LO的M × N雜散表