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了解接地路徑和信號(hào)路徑，實(shí)現(xiàn)行之有效的設(shè)計(jì)電流沿著阻抗最小，而不僅是電阻最小的路徑流動(dòng) 作者：Paul Brokaw、Jeff Barrow 在大多數(shù)電子系統(tǒng)中，降噪是一個(gè)重要設(shè)計(jì)問題。與功耗限制、環(huán)境溫度變化、尺寸限制以及速度和精度要求一樣，必須處理好無所不在的噪聲因素，才能使最終設(shè)計(jì)獲得成功。這里，我們不考慮用于降低“外部噪聲”（與信號(hào)一起到達(dá)系統(tǒng)）的技術(shù)，因?yàn)槠浯嬖谝话悴皇茉O(shè)計(jì)工程師直接控制；外部噪聲必須通過濾波、模擬信號(hào)處理和數(shù)字算法等手段在系統(tǒng)的運(yùn)行設(shè)計(jì)中予以處理。 相比之下，防止“內(nèi)部噪聲”（電路或系統(tǒng)內(nèi)部產(chǎn)生或耦合的噪聲）擾亂信號(hào)則是設(shè)計(jì)工程師的直接責(zé)任。如果不在早期設(shè)計(jì)過程中予以充分考慮，噪聲源可能會(huì)對(duì)最終性能產(chǎn)生不利影響，阻礙系統(tǒng)高分辨率優(yōu)勢(shì)的實(shí)現(xiàn)；其后果至少是需要重新設(shè)計(jì)和返工，耗費(fèi)大量資金。已經(jīng)有一些文章1,2,3,4,5探討了涉及噪聲與系統(tǒng)關(guān)系的一些設(shè)計(jì)因素。本文中，我們將討論系統(tǒng)“接地”的原理圖、拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和最終布局在降低內(nèi)部噪聲耦合方面的重要作用。 為了充分考慮噪聲問題，我們需要從多個(gè)方面入手：器件的實(shí)際內(nèi)部引腳連接與概念連接；推薦的對(duì)地參考信號(hào)原理圖；以及布局對(duì)噪聲產(chǎn)生和拾取的影響。根據(jù)噪聲現(xiàn)象的帶寬不同，這些主題可以在兩種有重疊的頻域下加以考慮；低頻時(shí)的地噪聲源、問題和解決方案與高頻時(shí)不同。不過幸運(yùn)的是，良好的接地做法一般適用于所用頻帶。 基本運(yùn)算放大器互連 關(guān)于運(yùn)算放大器的許多文章一般都將理想運(yùn)算放大器描述為三端器件：擁有一對(duì)差分輸入和一路輸出（圖 1）。但是，輸出電壓必須相對(duì)于某一參考點(diǎn)來測(cè)量，放大器的輸出電流必須通過一條閉合回路返回放大器。理想差分運(yùn)算放大器的無限大共模抑制斷 圖 1. 常規(guī)“三端”運(yùn)算放大器 絕了輸入?yún)⒖茧娢慌c輸出參考電位的關(guān)系，而且高輸入阻抗使得無法將輸入端用作輸出電流返回點(diǎn)，因此必須有第四端，有些人稱之為“地”。 當(dāng)然，多數(shù) IC 運(yùn)算放大器并沒有“地”連接；一般認(rèn)為第四端是雙電源（也可能為其它放大器和系統(tǒng)元件供電）的公共連接。它不僅在低頻時(shí)起到這種作用，而且只要電源連接實(shí)際上為放大器提供低（理想值為 0）阻抗，則在放大器帶寬內(nèi)的所有頻率時(shí)，它都會(huì)起到這一作用。當(dāng)此要求未得到滿足時(shí)，電源端的阻抗就會(huì)影響信號(hào)路徑，眾多問題將隨之而來，包括噪聲、瞬態(tài)響應(yīng)差和振蕩等。 運(yùn)算放大器必須輸入完全差分信號(hào)，將此信號(hào)轉(zhuǎn)換為單端輸出，并以第四端作為參考。圖 2 顯示了幾種頗受歡迎的基本運(yùn)算放大器系列的實(shí)際信號(hào)流。放大器輸出與負(fù)電源軌之間的大部分電壓差會(huì)出現(xiàn)在積分器（用來控制開環(huán)頻率響應(yīng)）的補(bǔ)償電容上。如果負(fù)電源電壓突然改變，積分器放大器的輸出將立即跟隨其正輸入。在典型閉環(huán)配置中，輸入誤差信號(hào)將嘗試恢復(fù)輸出，但恢復(fù)程度受限于積分器帶寬。 這類放大器可能擁有出色的低頻電源抑制性能，但高頻負(fù)電源抑制卻存在限制。由于導(dǎo)致輸出恢復(fù)的是放大器的增益，因此，對(duì)于超過閉環(huán)帶寬的信號(hào)，負(fù)電源抑制比接近零。結(jié)果是，高速高電平電路可以通過負(fù)電源線的公共阻抗與低電平電路交互。 建議的解決方案常常是“去耦”，在應(yīng)用中既會(huì)存在一些錯(cuò)誤的做法，也存在一些比較好的做法?？梢杂脭?shù)厘米的導(dǎo)線將電源附近的去耦電容與運(yùn)算放大器隔開，使它看起來像一個(gè)高 Q 電感。然后將電容的另一端連到稱為“地”的地方。 圖 2. 簡(jiǎn)化的“真實(shí)”運(yùn)算放大器 圖 3* 展示了如何連接去耦電容以降低負(fù)電源軌與接地總線之間的干擾。負(fù)載電流中的高頻成分被限制在一個(gè)不含接地路徑的路徑中。在圖4所示的更復(fù)雜例子中，放大器驅(qū)動(dòng)的是流向虛地（第二放大器的輸入端）的負(fù)載，實(shí)際負(fù)載電流不返回接地。相反，實(shí)際負(fù)載必須由第二放大器通過其正電源供電。將第一放大器的負(fù)電源去耦至第二放大器的正電源，將會(huì)閉合高速信號(hào)電流環(huán)路，而不影響接地路徑或信號(hào)路徑。 圖3. 針對(duì)接地負(fù)載對(duì)負(fù)電源去耦 讓接地電流與低電平信號(hào)共用路徑可能會(huì)導(dǎo)致問題。如圖5所示，設(shè)計(jì)不當(dāng)?shù)慕拥乜赡軙?huì)降低放大器驅(qū)動(dòng)負(fù)載電阻的性能。負(fù)載電流由電源提供，并受放大器控制。如果 A 點(diǎn)和 B 點(diǎn)為電源“接地”連接，則在A點(diǎn)連接電源會(huì)使負(fù)載電流與輸入信號(hào)共用一段線纜。 例如，15 厘米 22 號(hào)線會(huì)給負(fù)載電流帶來約 8 mΩ 電阻。當(dāng)負(fù)載為 2 kΩ 時(shí)，10 V 的輸出擺幅會(huì)在標(biāo)記為 △V 的點(diǎn)之間產(chǎn)生約40 μV 的信號(hào)。該信號(hào)與同相輸入串聯(lián)，可能導(dǎo)致嚴(yán)重誤差。對(duì)于增益為 8 百萬的放大器，此 1/250,000 正反饋所導(dǎo)致的增益誤差系數(shù)將比放大器開環(huán)增益本身的誤差系數(shù)大 32 倍。此外，當(dāng)閉環(huán)增益很大時(shí)（通常大于 250 V/mV），正反饋可能引起電路閂鎖或振蕩。不過，將電源與 B 點(diǎn)相連可以免去公共反饋?zhàn)杩埂? 圖 4. 針對(duì)“虛地”負(fù)載對(duì)負(fù)電源去耦圖 5. 正確選擇電源連接有助于減輕問題 在真實(shí)系統(tǒng)中，問題更加復(fù)雜。輸入信號(hào)源（圖 5 中顯示為浮點(diǎn)）也可能產(chǎn)生必須回到電源的電流。當(dāng)電源回路位于 B 點(diǎn)時(shí)，Ri 之外的其它負(fù)載中流動(dòng)的任何電流都可能干擾此放大器的運(yùn)行。當(dāng)放大器級(jí)聯(lián)時(shí)，圖 6 顯示了仍能驅(qū)動(dòng)輔助負(fù)載而無需公共阻抗反饋耦合的方法。輸出電流流經(jīng)輔助負(fù)載，并通過電源公共地流回電源。旁路連接如圖 4 所示，以便電源經(jīng)由放大器提供輸入和反饋電阻中的電流。流入信號(hào)公共地的只有放大器輸入電流，其影響一般非常小，可以忽略不計(jì)。 了解實(shí)際負(fù)載和信號(hào)電流的路徑非常重要。優(yōu)化電路的關(guān)鍵是在接地等信號(hào)路徑旁路這些電流。兩點(diǎn)之間的電壓（更準(zhǔn)確地說是電位差）定義電流流向。 圖 6. 減少公共阻抗耦合圖 7. 電流源的原理圖和布局，PC 板上布設(shè)U形走線，通過接地層返回。 針對(duì)高頻工作的接地 一般提倡電源和信號(hào)電流最好通過“接地層”返回，而且該層還可為轉(zhuǎn)換器、基準(zhǔn)電壓源和其它子電路提供參考節(jié)點(diǎn)。但是，即便廣泛使用接地層也不能保證交流電路具有高質(zhì)量接地參考。圖 7 所示為簡(jiǎn)單電路采用兩層印刷電路板制造，頂層上有一個(gè)交直流電流源，其一端連到過孔 1，另一端通過一條 U 形銅走線連到過孔 2。兩個(gè)過孔均穿過電路板并連到接地層。理想情況下，阻抗為 0，電流源上的電壓為 0 V。 這個(gè)簡(jiǎn)單的原理圖遠(yuǎn)不能反映真實(shí)的情況，但了解電流如何在接地層中從過孔 1 流到過孔 2，將有助于我們看清實(shí)際問題所在，并找到消除高頻布局接地噪聲的方法。 圖 8. 圖 7 的直流電流路徑 直流電流按圖 8 所示方式流動(dòng)，正如所猜測(cè)的那樣，選取電阻最小的路徑從過孔 1 流到過孔 2。雖然會(huì)發(fā)生一些電流擴(kuò)散，但基本上不會(huì)有電流實(shí)質(zhì)性偏離這條路徑。相比之下，交流電流則不是選取電阻最小的路徑，而是選取阻抗最小的路徑，后者又取決于電感。 電感與電流環(huán)路的面積成比例，二者之間的關(guān)系可以用圖 9 所示的右手法則和磁場(chǎng)來說明。環(huán)路之內(nèi)，沿著環(huán)路所有部分流動(dòng)的電流所產(chǎn)生的磁場(chǎng)相互增強(qiáng)。環(huán)路之外，不同部分所產(chǎn)生的磁場(chǎng)相互削弱。因此，磁場(chǎng)原則上被限制在環(huán)路以內(nèi)。環(huán)路越大則電感越大，這意味著：對(duì)于給定的電流水平，它儲(chǔ)存的磁能 (Li2) 更多，阻抗更高（因?yàn)?XL = jwL），因而將在給定頻率產(chǎn)生更大電壓。 圖 9. 磁力線和感性環(huán)路圖 10. 接地層中不含（左圖）和含（右圖）電阻的交流電流路徑 在圖中所示的簡(jiǎn)單例子中，面積最小的環(huán)路顯然是由 U 形頂部走線與其正下方的接地層部分所形成的環(huán)路。圖 8 顯示了直流電流路徑，圖 10（左）則顯示了大多數(shù)交流電流在接地層中選取的路徑，它所圍成的面積最小，位于 U 形頂部導(dǎo)線正下方。實(shí)際應(yīng)用中，接地層電阻會(huì)導(dǎo)致低中頻電流流向直接返回路徑與頂部導(dǎo)線正下方之間的某處（右圖）。不過，即使頻率低至 1-2 MHz，返回路徑也是接近頂部走線的下方。 避免布局問題。一旦了解電流在接地層中的返回路徑，就可以找出并糾正常見布局問題。例如在圖 11 中，路徑 A 被認(rèn)定是關(guān)鍵路徑，應(yīng)當(dāng)保持最短，遠(yuǎn)離數(shù)字線路，并且不得有過孔。路徑 B不那么重要，但需要穿過路徑 A。通常是切開路徑 A 下面的接地層，然后經(jīng)過兩個(gè)過孔并在路徑 A 下方布設(shè)路徑 B。 但結(jié)果令人遺憾，兩個(gè)信號(hào)的接地回路中均引入了電感，因?yàn)橹袛嗟慕拥貙邮箖蓷l環(huán)路的面積均變得更大。路徑 A 傳導(dǎo)高頻信號(hào)，因此接地層的開口上將出現(xiàn)感應(yīng)壓降。對(duì)于典型的 ECL或TTL 信號(hào)，此壓降可能大于數(shù)百毫伏，足以嚴(yán)重影響 12 位、10MHz 轉(zhuǎn)換器或 8 位、20-MHz 轉(zhuǎn)換器的性能。簡(jiǎn)單的補(bǔ)救方法是在接地層的切口上添加一根導(dǎo)線，使環(huán)路面積保持較小。電 源 干 擾 是 另 一 個(gè) 值 得 關(guān) 注 的 問 題 。 電 源 線 的 特 性 阻 抗( )。必須盡可能低。為使此比值較小，需要使接地層始終位于電源線下方，以便降低電感并提高電容。有選擇地將旁路電容放在關(guān)鍵位置上，可以進(jìn)一步提高電容，如上文所述。如果只顧及到電容，例如將 0.1 μF 電容放在電源引腳上以降低其阻抗，則電感為 30 nH 的電源線在每次瞬變之后將具有大約 3 MHz的阻尼振蕩。 圖 11. 路徑交叉時(shí)的典型 PC 布局問題 (mbbeetchina)