CN0374 RF至位解決方案可提供6 GHz信號(hào)的精密相位和幅度數(shù)據(jù)

CN0374 使用ADL5387 30 MHz至2 GHz正交解調(diào)器可將電路的頻率范圍擴(kuò)展至較低頻率。 根據(jù)具體的應(yīng)用，可能需要在解調(diào)器和ADC之間使用放大器，也可能不需要。ADL5380 能夠與 AD7903直接接口，因?yàn)檫@兩個(gè)器件的共模電壓是兼容的。如果使用共模電壓不在解調(diào)器范圍內(nèi)的另一個(gè)ADC，那么就需要用一個(gè)放大器，以最少的功率損失實(shí)現(xiàn)電平轉(zhuǎn)換。 AD798x 和 AD769x 系列ADC可用作 AD7903的替代器件。 正交解調(diào)器 正交解調(diào)器提供一個(gè)同相(I)信號(hào)和一個(gè)正好反相90°的正交(Q)信號(hào)。I和Q信號(hào)為矢量，因此，可以用三角恒等式計(jì)算接收信號(hào)的幅度和相移，如圖2所示。本振(LO)輸入為原始發(fā)射信號(hào)，RF輸入為接收信號(hào)。解調(diào)器生成一個(gè)和差項(xiàng)。RF和LO信號(hào)的頻率完全相同，ωLO = ωRF，因此，結(jié)果會(huì)過(guò)濾掉高頻和項(xiàng)，差項(xiàng)則駐留于直流。接收信號(hào)的相位(φRF)與發(fā)送信號(hào)的相位(φLO)有所不同，該相移可表示為φLO ?φRF。 ?圖2.利用正交解調(diào)器測(cè)量幅度和相位 真實(shí)I/Q解調(diào)器具有許多缺陷，包括正交相位誤差、增益不平衡、LO-RF泄漏等，所有這些都會(huì)導(dǎo)致解調(diào)信號(hào)質(zhì)量下降。要選擇解調(diào)器，首先確定RF輸入頻率范圍、幅度精度和相位精度要求。ADL5380解調(diào)器采用5 V單電源供電，可接受400 MHz至6 GHz范圍內(nèi)的RF或IF輸入頻率，從而成為接收器信號(hào)鏈的理想選擇。根據(jù)配置，可提供5.36 dB電壓轉(zhuǎn)換增益，ADL5380的差分I和Q輸出可以把2.5 V p-p差分信號(hào)驅(qū)動(dòng)至500 Ω負(fù)載。在900 MHz時(shí)，其噪聲系數(shù)(NF)為10.9 dB，一階交調(diào)截點(diǎn)(IP1)為11.6 dBm，而三階交調(diào)截點(diǎn)(IP3)為29.7 dBm，動(dòng)態(tài)范圍出色；而0.07 dB的幅度平衡和0.2°的相位平衡則可實(shí)現(xiàn)杰出的解調(diào)精度。ADL5380采用高級(jí)SiGe雙極性工藝制造，提供4 mm × 4 mm、24引腳小型LFCSP封裝。 ADC驅(qū)動(dòng)器和高分辨率精密ADC ADA4940-2全差分雙通道放大器具有出色的動(dòng)態(tài)性能和可調(diào)輸出共模電壓，是驅(qū)動(dòng)高分辨率雙通道SAR ADC的理想之選。ADA4940-2采用5 V單電源供電，以2.5 V共模電壓提供±5 V差分輸出。根據(jù)配置可提供2倍增益(6 dB)，并把ADC輸入驅(qū)動(dòng)至滿量程。RC濾波器(22 Ω/2.7 nF)可限制噪聲，減少來(lái)自ADC輸入端容性數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)的反沖。ADA4940-2采用專(zhuān)利的SiGe互補(bǔ)雙極性工藝制造，提供4 mm × 4 mm、24引腳小型LFCSP封裝。 AD7903雙通道、16位、1 MSPS SAR ADC具有出色的精度，F(xiàn)S增益誤差為±0.006%，失調(diào)誤差為±0.015 mV。AD7903采用2.5 V單電源供電，1 MSPS時(shí)功耗僅為12 mW。使用高分辨率ADC的主要目標(biāo)是實(shí)現(xiàn)±1°的相位精度，尤其是當(dāng)輸入信號(hào)的直流幅度較小時(shí)。ADC所要求的5 V基準(zhǔn)電壓源由ADR435低噪聲基準(zhǔn)電壓源產(chǎn)生。 如圖3所示， 接收器子系統(tǒng)利用ADL5380-EVALZ、ADA4940-2ACP-EBZ、EVAL-AD7903SDZ和EVAL-SDP-CB1Z評(píng)估套件實(shí)現(xiàn)。這些電路組件針對(duì)子系統(tǒng)中的互連優(yōu)化。兩個(gè)高頻鎖相輸入源提供RF和LO輸入信號(hào)。 ? 圖3. 接收器子系統(tǒng)評(píng)估平臺(tái) 表1總結(jié)了接收器子系統(tǒng)中各個(gè)組件的輸入和輸出電壓電平。在解調(diào)器的RF輸入端，11.6 dBm的信號(hào)產(chǎn)生的輸入在ADC滿量程范圍的?1 dB之內(nèi)。表1假定 ADL5380 的負(fù)載為500 Ω，轉(zhuǎn)換增益為5.3573 dB，電源增益為?4.643 dB；假定 ADA4940-2增益為6 dB。該接收器子系統(tǒng)的校準(zhǔn)程序和性能結(jié)果將在后續(xù)章節(jié)討論。 表1. 圖1中的輸入和輸出電壓電平 ?RF 輸入 ?ADL5380 輸出 AD7903 輸入? +11.6 dBm +6.957 dBm? 4.455 V p-p? -1.022 dBFS? 0 dBm -4.643 dBm 1.172 V p-p -12.622 dBFS? -20 dBm -24.643 dBm 0.117 V p-p -32.622 dBFS? -40 dBm -44.643 dBm 0.012 V p-p -52.622 dBFS? -68 dBm -72.643 dBm 466 μV p-p? -80.622 dBFS? 接收器子系統(tǒng)誤差校準(zhǔn) 接收器子系統(tǒng)有三個(gè)主要誤差源： 失調(diào)、增益和相位。 I和Q通道的各個(gè)差分直流幅度與RF和LO信號(hào)的相對(duì)相位存在正弦關(guān)系。因此，I和Q通道的理想直流幅度可以通過(guò)以下方式計(jì)算得到： 隨著相位移過(guò)極化坐標(biāo)，理想狀況下，有些位置會(huì)產(chǎn)生相同的電壓。例如，I(余弦)通道上的電壓應(yīng)與+90°或?90°相移相同。然而，對(duì)于本應(yīng)產(chǎn)生相同直流幅度的輸入相位，恒定相移誤差(不受RF和LO的相對(duì)相位影響)會(huì)導(dǎo)致子系統(tǒng)通道產(chǎn)生不同結(jié)果。這種情況如圖4和圖5所示，其中，當(dāng)輸入應(yīng)為0 V時(shí)，結(jié)果產(chǎn)生了兩個(gè)不同的輸出碼。這種情況下，?37°的相移遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于含有鎖相環(huán)的真實(shí)系統(tǒng)的預(yù)期值。結(jié)果，+90°實(shí)際上表現(xiàn)為+53°，?90°表現(xiàn)為?127°。 表2. 0 dBm RF輸入實(shí)測(cè)相移 輸入相位 (RF至LO) 平均 I 通道 輸出代碼 平均 Q 通道 輸出代碼 I 通道 電壓 Q通道 電壓 實(shí)測(cè) 相位 實(shí)測(cè)接收器 子系統(tǒng)相移 -180° -5851.294 +4524.038 -0.893 V? +0.690 V? +142.29°? -37.71°? -90° -4471.731 -5842.293? -0.682 V? -0.891 V ? -127.43°? -37.43°? 0° +5909.982? -4396.769? +0.902 V? -0.671 V? -36.65°? -36.65°? +90° +4470.072 +5858.444? +0.682 V? +0.894 V? +52.66°? -37.34°? +180° -5924.423 +4429.286? -0.904 V ? +0.676 V? +143.22°? -36.78°? 通過(guò)10個(gè)步驟從?180°到+180°收集結(jié)果，其中，未校正數(shù)據(jù)產(chǎn)生圖4和圖5所示橢圓形。通過(guò)確定系統(tǒng)中的額外相移量，可以解決該誤差問(wèn)題。表2顯示，系統(tǒng)相移誤差在整個(gè)傳遞函數(shù)范圍內(nèi)都是恒定不變的。 系統(tǒng)相位誤差校準(zhǔn) 對(duì)于圖3所示系統(tǒng)，當(dāng)步長(zhǎng)為10°時(shí)，平均實(shí)測(cè)相移誤差為?37.32°。在已知該額外相移時(shí)，可以算出經(jīng)調(diào)整的子系統(tǒng)直流電壓。變量φPHASE_SHIFT定義為觀測(cè)到的額外系統(tǒng)相移的平均值。相位補(bǔ)償信號(hào)鏈中產(chǎn)生的直流電壓可以計(jì)算如下： 對(duì)于給定的相位設(shè)置，等式5和等式6提供了目標(biāo)輸入電壓。現(xiàn)在，子系統(tǒng)已線性化，可以校正失調(diào)誤差和增益誤差了。圖4和圖5中同時(shí)顯示了線性化的I和Q通道結(jié)果。對(duì)數(shù)據(jù)集進(jìn)行線性回歸計(jì)算，結(jié)果將產(chǎn)生圖中所示最優(yōu)擬合線。該擬合線為各個(gè)轉(zhuǎn)換信號(hào)鏈的實(shí)測(cè)子系統(tǒng)傳遞函數(shù)。 圖4. 線性化的I通道結(jié)果 圖5. 線性化的Q通道結(jié)果 系統(tǒng)失調(diào)和增益誤差校準(zhǔn) 接收器子系統(tǒng)中各信號(hào)鏈的理想失調(diào)應(yīng)為0 LSB，但是，對(duì)于I通道和Q通道，實(shí)測(cè)失調(diào)分別為?12.546 LSB和+22.599 LSB。最優(yōu)擬合線的斜率代表子系統(tǒng)的斜率。理想子系統(tǒng)斜率可計(jì)算如下： 圖4和圖5中的結(jié)果表明，I通道和Q通道的實(shí)測(cè)斜率分別為6315.5和6273.1。為了校正系統(tǒng)增益誤差，必須調(diào)整這些斜率。校正增益誤差和失調(diào)誤差可以確保，利用等式1計(jì)算得到的信號(hào)幅度與理想信號(hào)幅度相匹配。失調(diào)校正與實(shí)測(cè)失調(diào)誤差正好相反： 增益誤差校正系數(shù)為： 接收轉(zhuǎn)換結(jié)果可通過(guò)以下方式校正： 子系統(tǒng)的校準(zhǔn)直流輸入電壓按以下方式計(jì)算： 要計(jì)算各子系統(tǒng)信號(hào)鏈的感知模擬輸入電壓，則須在I通道和Q通道上使用等式11。利用這些完全調(diào)整過(guò)的I通道和Q通道電壓來(lái)計(jì)算以各直流信號(hào)幅度定義的RF信號(hào)幅度。要評(píng)估整個(gè)校準(zhǔn)程序的精度，可以把收集到的結(jié)果轉(zhuǎn)換成調(diào)解器輸出端產(chǎn)生的理想子系統(tǒng)電壓(假設(shè)不存在相移誤差)；這可以通過(guò)以下方式實(shí)現(xiàn)：用前面計(jì)算得到的平均直流幅度乘以每次試驗(yàn)的實(shí)測(cè)相位正弦分?jǐn)?shù)(除掉其中計(jì)算得到的相移誤差)。計(jì)算如下： 其中： φPHASE_SHIFT是前面計(jì)算得到的相位誤差。平均校準(zhǔn)后幅度是來(lái)自等式1的直流幅度結(jié)果，已經(jīng)過(guò)失調(diào)誤差和增益誤差補(bǔ)償。 表3所示為在0 dBm RF輸入幅度條件下，各目標(biāo)相位輸入的校準(zhǔn)程序的結(jié)果。等式12和等式13計(jì)算得到的校正因子將集成到旨在以本電路筆記所示方式檢測(cè)相位和幅度的任何系統(tǒng)之中。 表3. 0 dBm RF輸入幅度條件下某些目標(biāo)相位輸入端實(shí)現(xiàn)的結(jié)果 目標(biāo)相位? I 通道完全? 校正輸入電壓? Q 通道完全? 校正輸入電壓? 完全校正? 相位結(jié)果? 絕對(duì)實(shí)測(cè)? 相位誤差? -180°? -1.172 V? +0.00789 V? -180.386°? 0.386°? -90°? -0.00218 V? -1.172 V? -90.107°? 0.107°? 0°? +1.172 V? +0.0138 V? +0.677°? 0.676°? +90°? +0.000409 V? +1.171 V? +89.98°? 0.020°? +180°? -1.172 V? -0.0111 V? +180.542°? 0.541°? 圖6為實(shí)測(cè)絕對(duì)相位誤差直方圖，其中，對(duì)于從?180°到+180°的每10°步長(zhǎng)，其精度均高于1°。 圖6. 0 dBm輸入電平(相位步長(zhǎng)為10°)條件下的實(shí)測(cè)絕對(duì)相位誤差直方圖 為了在任何給定輸入電平條件下精確測(cè)量相位，RF相對(duì)于LO的感知相移誤差(φPHASE_SHIFT)應(yīng)恒定不變。如果實(shí)測(cè)相移誤差開(kāi)始以目標(biāo)相位步長(zhǎng)(TARGET)或幅度函數(shù)的形式發(fā)生變化，則這里所提校準(zhǔn)程序的精度將開(kāi)始下降。室溫下的評(píng)估結(jié)果顯示，900 MHz條件下，對(duì)于最大值為11.6 dBm、最小值約為?20 dBm的RF幅度而言，相移誤差保持相對(duì)恒定。 圖7所示為接收器子系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍以及相應(yīng)幅度導(dǎo)致的額外相位誤差。當(dāng)輸入幅度降至?20 dBm以下時(shí)，相位誤差校準(zhǔn)精度將開(kāi)始下滑。系統(tǒng)用戶需要確定可接受的信號(hào)鏈誤差水平，以確定可接受的最小信號(hào)幅度。 圖7. 接收器子系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍以及相應(yīng)的額外相位誤差 圖7所示結(jié)果用5 V ADC基準(zhǔn)電壓源收集。該ADC基準(zhǔn)電壓源的幅度可以降低，從而為系統(tǒng)提供更小的量化水平；這樣，在小信號(hào)條件下，相位誤差精度會(huì)略有提升，但會(huì)增加系統(tǒng)飽和幾率。為了提高系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍，另一種選擇是采用一種過(guò)采樣方案，該方案可以提高ADC的無(wú)噪聲位分辨率。求均值的采樣每增加一倍，結(jié)果可使系統(tǒng)分辨率增加? LSB。給定分辨率增量的過(guò)采樣比計(jì)算方法如下： 其中，N為增加的位數(shù)。 當(dāng)噪聲幅度不再能隨機(jī)改變各采樣的ADC輸出代碼時(shí)，過(guò)采樣達(dá)到一個(gè)效益遞減點(diǎn)。在該點(diǎn)時(shí)，系統(tǒng)的有效分辨率將不能再次提升。過(guò)采樣導(dǎo)致的帶寬下降并非大問(wèn)題，因?yàn)橄到y(tǒng)是以緩慢變化的幅度測(cè)量信號(hào)的。 AD7903評(píng)估軟件提供一個(gè)校準(zhǔn)程序，允許用戶針對(duì)三個(gè)誤差源，對(duì)ADC輸出結(jié)果進(jìn)行校正：相位、增益和失調(diào)。用戶需要收集系統(tǒng)未經(jīng)校正的結(jié)果，確定本電路筆記計(jì)算的校準(zhǔn)系數(shù)。圖8所示為圖形用戶界面的Amp/Phase Panel 選項(xiàng)卡，其中，校準(zhǔn)系數(shù)已高亮顯示。系數(shù)一旦確定，則可利用這個(gè)選項(xiàng)卡來(lái)計(jì)算解調(diào)器的相位和幅度。極化坐標(biāo)為觀測(cè)到的RF輸入信號(hào)提供了一種直觀的呈現(xiàn)方式。幅度和相位計(jì)算通過(guò)等式1和等式2計(jì)算。用采樣數(shù)(Num Samples) 下拉框，通過(guò)調(diào)整每次捕獲的采樣數(shù)，可實(shí)現(xiàn)對(duì)過(guò)采樣比的控制。 圖8. 接收器子系統(tǒng)校準(zhǔn)圖形用戶界面 設(shè)備要求 以下列出了用來(lái)評(píng)估電路的設(shè)備。 帶USB端口的Windows? XP、Windows Vista(32位)、Windows 7(32位)PC ADL5380-EVALZ、EVAL- AD7903SDZ 和 EVAL-SDP-CB1Z 評(píng)估板。 兩個(gè)帶相位控制的RF信號(hào)發(fā)生器(比如R&S SMT06) 一個(gè)數(shù)字萬(wàn)用表 采用5 V和9 V電源供電 AD7903 評(píng)估軟件，用來(lái)以數(shù)字方式處理得到的幅度和相位信息。 圖9所示為測(cè)試設(shè)置的功能框圖。 圖9. 測(cè)試設(shè)置功能框圖 CN0374 RF至位解決方案可提供6 GHz信號(hào)的精密相位和幅度數(shù)據(jù) 圖1中的電路可精確地將400 MHz至6 GHz RF輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的數(shù)字幅度和數(shù)字相位。該信號(hào)鏈可實(shí)現(xiàn)0°到360°相位測(cè)量，900 MHz時(shí)精度為1°。該電路采用一個(gè)高性能正交解調(diào)器、一個(gè)雙通道差分放大器以及一個(gè)雙通道、差分、16位、1 MSPS逐次逼近型模數(shù)轉(zhuǎn)換器(SAR ADC)。 圖1. 用于幅度和相位測(cè)量的簡(jiǎn)化接收器子系統(tǒng)(未顯示所有連接和去耦) CN0374 CN0374 | circuit note and reference circuit info RF-to-Bits Solution Offers Precise Phase and Magnitude Data to 6 GHz | Analog Devices

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