- 通信應(yīng)用中差分電路設(shè)計(jì)技術(shù)

　　如果把變壓器提前，將信號(hào)在運(yùn)放前就轉(zhuǎn)換為差分信號(hào)，則單端運(yùn)放換成差分運(yùn)放，這樣即構(gòu)成全差分結(jié)構(gòu)。如圖5所示。

　　這里要講到級(jí)聯(lián)系統(tǒng)總體噪聲系數(shù)和輸入輸出三階截點(diǎn)的等效計(jì)算。當(dāng)考慮總體的噪聲系數(shù)時(shí)，第一級(jí)的影響最大;而考慮截點(diǎn)指標(biāo)時(shí)，最后一級(jí)的影響最明顯。

　　再考慮一下無雜散動(dòng)態(tài)范圍與系統(tǒng)三階截點(diǎn)的關(guān)系，我們知道隨著輸入信號(hào)能量增加，三階交調(diào)失真和噪聲底剛好相等時(shí)，系統(tǒng)達(dá)到最大的SFDR，此時(shí)可以用這個(gè)式子來表示：SFDR = (2/3)(IIP3-NF-10log( TERMAL NOISE)。

　　于是我們可以算出剛才提到的兩種單端轉(zhuǎn)差分方式，總體產(chǎn)生的信號(hào)增益、三階截點(diǎn)、噪聲系數(shù)和無雜散動(dòng)態(tài)范圍。從指標(biāo)上看相差不多，差分有源驅(qū)動(dòng)的結(jié)構(gòu)總體失真和噪聲系數(shù)略高，但是SFDR性能也高一些。另外要注意，在單端無源轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)中，如果去掉中頻放大器，滿幅的參考輸入功率為6dBm，且抗混疊濾波器的設(shè)計(jì)是非對(duì)稱的結(jié)構(gòu)。而且整個(gè)設(shè)計(jì)要加入更多阻性匹配器件，這就要求前級(jí)驅(qū)動(dòng)的能力要強(qiáng)，也就是說電流和功耗要大。另外，單端運(yùn)放的偶次諧波，共模抑制，電源抑制問題也都會(huì)一定程度上影響整體系統(tǒng)的性能。

　　另一方面，在傳送數(shù)據(jù)時(shí)，可以一位一位地傳，也可以將其分割成符號(hào)進(jìn)行傳送，比如每個(gè)符號(hào)兩比特，然后將其分別對(duì)應(yīng)到4種相位上，之后再作用到載波上進(jìn)行傳送。這是一種很常見的調(diào)制模式，即QPSK。

　　通常情況，我們可以用星座圖來描述不同的調(diào)制方式，我們知道高階的調(diào)制可用于更高數(shù)據(jù)速率的收發(fā)器中，但同時(shí)需要更低的本振泄漏、更好功放線性度、更高的系統(tǒng)帶寬和解調(diào)器信噪比。一方面呢，ADI也在開發(fā)更高性能的產(chǎn)品以滿足客戶的需要，另一方面我們也要在系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)注意發(fā)掘問題的原理，并采用適當(dāng)?shù)姆椒ê图记杉右越鉀Q。

　　圖6中我們可以看出接收系統(tǒng)中的噪聲和諧波對(duì)誤差向量幅度EVM的影響。也就是說，解調(diào)出來的信號(hào)相對(duì)理想的星座圖位置會(huì)有所偏移，一般我們用誤差向量幅度來衡量，過大的誤差向量幅度會(huì)導(dǎo)致符號(hào)錯(cuò)誤并惡化位出錯(cuò)率。特別在高階調(diào)制方式時(shí)，符號(hào)之間的位置更近，對(duì)誤差向量幅度的要求更嚴(yán)格。

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　　圖4 單端輸入單端輸出的例子

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　　圖5 全差分結(jié)構(gòu)的例子

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　　圖6 接收系統(tǒng)中的噪聲和諧波對(duì)誤差向量幅度EVM的影響

　　由此我們可以得出，更高階的調(diào)制有著更高的數(shù)據(jù)速率，同時(shí)也要有更好的EVM，而更好的EVM意味著較高的無雜散動(dòng)態(tài)范圍SFDR，而SFDR又與信噪比、交調(diào)失真和各次諧波項(xiàng)相關(guān)。所以要提高以上這些性能指標(biāo)，采用平衡信號(hào)、差分結(jié)構(gòu)即可得到顯著改善。

　　總結(jié)

　　最后，對(duì)于好的射頻系統(tǒng)來講，主要關(guān)注的是如何提高對(duì)有用信號(hào)的敏感度，從而更好地將信號(hào)從噪聲、諧波和各種干擾中分離出來。而差分應(yīng)用的好處就在于更好的共模抑制、電源抑制、抗電磁干擾能力、更好的線性度以及同等條件下相對(duì)單端信號(hào)更大的動(dòng)態(tài)范圍。無疑，差分結(jié)構(gòu)優(yōu)勢(shì)明顯，更多也更適合用于高性能的射頻系統(tǒng)。