高性能射頻調(diào)制器促成多載波通信發(fā)送器設(shè)計

摘要：蜂窩發(fā)送器的設(shè)計依賴于能夠保持高線性度和高動態(tài)范圍的高性能RF調(diào)制器。隨著多載波發(fā)送器的增長，RF調(diào)制器必須保持低噪聲基底，從而提供較高的性能指標(biāo)，通常取決于二階或三階互調(diào)。本文討論了這些需求，并說明MAX2022能夠滿足典型四載波WCDMA發(fā)送架構(gòu)的要求。

概述

現(xiàn)有的蜂窩基站大多采用超外差結(jié)構(gòu)發(fā)送或接收射頻信號。這種結(jié)構(gòu)需要兩次變頻或更多的上、下變頻級、中間濾波和模擬信號處理。圖1的上半部分給出了一個兩級轉(zhuǎn)換蜂窩基站的典型超外差發(fā)送框圖，很多此類發(fā)送器已經(jīng)被應(yīng)用在單載波系統(tǒng)。因為多載波發(fā)送器是從單載波發(fā)送器復(fù)制得到的，所以引入了更多的系統(tǒng)硬件。為了努力降低發(fā)送器的成本，許多系統(tǒng)設(shè)計者開始轉(zhuǎn)向多載波發(fā)送器和簡單的直接變換射頻結(jié)構(gòu)。


圖1. 超外差變換和直接變換結(jié)構(gòu)框圖

多載波結(jié)構(gòu)的設(shè)計挑戰(zhàn)

多載波結(jié)構(gòu)降低了發(fā)射通道數(shù)，直接變換結(jié)構(gòu)由基帶信號直接變換成射頻信號，從而減少了每個通道的元器件數(shù)量。這兩種結(jié)構(gòu)都要求寬動態(tài)范圍和高線性度的元器件來滿足整個系統(tǒng)的要求。圖2給出了一個直接變換發(fā)送器結(jié)構(gòu)。這種特殊結(jié)構(gòu)大大降低了轉(zhuǎn)換處理的級數(shù)。多級混頻器、放大器、中頻和射頻濾波都由一個單片集成方案所替代。


圖2. 直接變換結(jié)構(gòu)

直到近期，數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)和直接變換調(diào)制器的性能還不足以支持3G多載波蜂窩基站的要求。新一代通信基站的發(fā)送器設(shè)計即要求低成本又要求更加靈活的解決方案，在搭建基礎(chǔ)發(fā)射架構(gòu)的過程中，射頻調(diào)制器的選擇起著舉足輕重的作用。

用單發(fā)射器結(jié)構(gòu)解決上述問題

Maxim近期推出了一款直接正交射頻調(diào)制器MAX2022，能夠滿足這些需求。這款器件提供極寬的動態(tài)范圍，為發(fā)送器設(shè)計者在整個系統(tǒng)性能優(yōu)化方面提供了極大支持。

它具有非常高的OIP2和OIP3，配合接近-174dBm/Hz的輸出噪聲基底,可確保真正的多載波性能。單一發(fā)送器架構(gòu)可以支持多種類型的調(diào)制方式，從CDMA2000、WCDMA到OFDM，并支持多達(dá)9個載波。在發(fā)送器設(shè)計中充分利用這些調(diào)制性能，可以有效降低系統(tǒng)的硬件需求，從而降低成本，并可提高鏈路的靈活性。

MAX2022采用硅鍺工藝，覆蓋了1500MHz至2500MHz頻率范圍。圖3所示為本電路的內(nèi)部結(jié)構(gòu)。


圖3. MAX2022射頻調(diào)制器性能

MAX2022具有內(nèi)部50Ω匹配的單端本振輸入，允許本振的輸入驅(qū)動范圍是-3dBm到+3dBm。本振經(jīng)過內(nèi)部緩沖，由一個正交分路器分成兩部分，分別送到兩個無源混頻器。I、Q正交輸入為差分輸入，具有44Ω輸入阻抗。大于1GHz的輸入帶寬使這款芯片既可以作為一個基帶直接到射頻的調(diào)制器，也可以作為一個具有正交中頻輸入的鏡頻抑制混頻器。正交輸入可直接與電流輸出DAC接口，省去了中間緩沖放大器，傳統(tǒng)方案中的中間級緩沖放大器既限制了性能又增加了成本?；祛l器將信號混頻后送到內(nèi)部50Ω匹配的單端射頻輸出。

MAX2022射頻調(diào)制器性能

射頻調(diào)制器的性能由幾個獨立的參數(shù)決定，MAX2022在所有相關(guān)領(lǐng)域都有出色的表現(xiàn)。在P1dB為+12dBm時，OIP3為+22dBm。多載波之間的互調(diào)取決于OIP3，較高的OIP3可以確保較低的互調(diào)失真，OIP2是另外一個針對零中頻應(yīng)用的重要參數(shù)。MAX2022在UMTS波段的OIP2為+50dBm，OIP2對基帶信號意義重大，基帶信號的二次諧波將在射頻輸出產(chǎn)生頻譜擴(kuò)展，從而損害ACLR性能。較高的OIP2可以確保較低的ACLR失真。圖4所示是對該款芯片OIP2、OIP3測試結(jié)果，以及輸出功率在1500MHz至2500MHz頻率范圍內(nèi)的變化曲線。


圖4. MAX2022 OIP2、OIP3、POUT與頻率的對應(yīng)關(guān)系

與無源混頻器相比，MAX2022的噪聲基底指標(biāo)得到極大的改善。這些器件在典型輸出信號幅度下噪聲電平接近-174dBm/Hz。本振緩沖器的相位噪聲會對大于-10dBm的信號產(chǎn)生影響，不過，緩沖器-164dBc/Hz的超低相位噪聲設(shè)計能夠保證系統(tǒng)的性能。


圖5. 噪聲基底與輸出功率

射頻調(diào)制器的另一關(guān)鍵指標(biāo)是動態(tài)范圍，定義為最大有效信號電平(表示為P1dB)與噪聲基底之差。MAX2022具有186dB的動態(tài)范圍，遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過了其它集成射頻調(diào)制器。

在PCS和UMTS波段，本振泄漏小于-40dBm，邊帶抑制優(yōu)于45dB。數(shù)字預(yù)校準(zhǔn)控制環(huán)路可以近一步優(yōu)化性能，使本振泄漏低于-80dBm、邊帶抑制優(yōu)于60dB。射頻通帶平坦度在100MHz帶寬內(nèi)優(yōu)于0.5dB，非常適合寬帶系統(tǒng)。

工作在UMTS波段的多載波WCDMA

多項性能指標(biāo)綜合體現(xiàn)出的優(yōu)勢在于多載波的互調(diào)特性。從本文可以看出，MAX2022能夠提供出眾的性能。

作為一個例子，我們考慮一個4載波WCDMA調(diào)制信號，發(fā)送器設(shè)計必須符合WCDMA載波本身的帶寬要求，等于20MHz。另外，為修正由功率放大器造成的后續(xù)失真，需要給發(fā)射信號加入數(shù)字預(yù)失真，這樣，帶寬要求可能超出100MHz。圖6給出了這種信號的頻譜。


圖6. 4載波UMTS頻譜

從圖中可以看出超常寬帶使發(fā)送器輸出頻譜超出了UMTS的帶寬限制。這要求發(fā)送器的噪聲指標(biāo)必須符合發(fā)送器模板的要求，超出頻帶邊緣，但不需要射頻濾波器來處理雜散信號和噪聲電平。這對射頻調(diào)制器提出了很高的要求，MAX2022的寬頻帶和大動態(tài)范圍可以支持這樣的系統(tǒng)設(shè)計。

圖7所示是在UMTS波段產(chǎn)生的單載波、雙載波以及4載波WCDMA的ACLR性能?；诔瑢挼膭討B(tài)范圍，MAX2022可以在非常寬的輸出功率范圍維持良好的ACLR。圖中還提供了噪聲性能，以說明在指定的ACLR指標(biāo)下所能提供的動態(tài)范圍。例如，對于-28dBm/載波的4載波WCDMA信號，ACLR可以達(dá)到66dB，輸出噪聲基底為-173.5dBm/Hz。


圖7. 1、2或4載波WCDMA信號的 ACLR和噪聲性能

MAX2022的良好性能同樣可以用來產(chǎn)生其它類型的調(diào)制，例如OFDM、QAM等。在CDMA2000和TD-SCDMA系統(tǒng)中可以支持到9載波。一系列的硬件配置可以實現(xiàn)任何調(diào)制方式。

系統(tǒng)級設(shè)計

高度集成的MAX2022的接口設(shè)計使它對外圍輔助電路的要求非常少，降低了系統(tǒng)成本。內(nèi)部匹配的本振緩沖器和平衡變換器設(shè)計允許在-3dBm到+3dBm的低本振功率水平使用單端本振接口。集成的射頻平衡變換器允許50Ω阻抗匹配的單端射頻輸出?；鶐盘柕腎和Q分量輸入采用差分輸入接口，具有44Ω內(nèi)部阻抗匹配。這些特性使得芯片可以直接與高性能的電流輸出DAC連接，不需要中間緩沖放大器。按照MAX2022的性能指標(biāo)，要找到一個不降低器件自身性能的外部基帶放大器很困難。幸運的是，在MAX2022應(yīng)用配置中，這些基帶放大器并不是必須的。圖8提供了一個DAC與MAX2022終端接口的推薦電路。50Ω到地的電阻提供了適當(dāng)?shù)腄AC端接，20mA典型值的峰值電流可對應(yīng)產(chǎn)生0dBm的基帶輸入。


圖8. DAC與基帶輸入接口

為確保MAX2022的性能指標(biāo)，必須進(jìn)行仔細(xì)的系統(tǒng)級設(shè)計。圖9是一個推薦配置，帶有數(shù)字預(yù)失真能力的4載波WCDMA調(diào)制。圖中標(biāo)出了該電路每一級的輸出信號電平、噪聲電平以及ACLR。


圖9. Tx信號分析

從DAC開始，我們要求一個可以產(chǎn)生50MHz帶寬的器件，并且ACLR遠(yuǎn)遠(yuǎn)優(yōu)于這個設(shè)計的目標(biāo)值65dB，同時噪聲和雜散電平要比較低。MAX5895是一個可以滿足這些要求的器件。關(guān)鍵的DAC指標(biāo)是4載波工作下的ACLR，以及噪聲和雜散電平。在這個應(yīng)用中推薦使用內(nèi)插式DAC，這類DAC能夠在相對較低的輸入數(shù)據(jù)速率下運行在較高輸出采樣率。這時，插值濾波器的衰減很關(guān)鍵，因為DAC后續(xù)的低通濾波器對臨近插值鏡頻分量沒有足夠的衰減。內(nèi)插式DAC會在基帶輸入數(shù)據(jù)速率的整數(shù)倍處產(chǎn)生鏡頻分量。如果沒有在調(diào)制器的輸入級消除這些分量，鏡頻分量會在調(diào)制器的輸出產(chǎn)生嚴(yán)重的邊帶。MAX5895 95dB內(nèi)插鏡頻抑制對于這類應(yīng)用非常理想。這從根本上降低了DAC后續(xù)濾波器的復(fù)雜性。

從調(diào)制器輸出可以看出，調(diào)制器輸出信號電平為每載波-28dBm，共計-22dBm。調(diào)制器性能決定ACLR為+66dB (DAC指標(biāo)對其沒有限制)。然而，噪聲基底已經(jīng)從調(diào)制器的-174dBm/Hz增大到-170dBm/Hz。這是由級聯(lián)的DAC噪聲電平造成的。因此，為了得到最優(yōu)的設(shè)計，必須仔細(xì)的選擇線路中的每個單元。

RF放大器需具有非常低的噪聲系數(shù)和適當(dāng)?shù)腛IP3，避免級聯(lián)ACLR的劣化。如果增益為12dB，這一級的OIP3最好大于+30dBm。選擇高OIP3的輸出級可以避免級聯(lián)ACLR的劣化?？梢赃x用射頻可調(diào)增益放大器MAX2057，它能夠調(diào)節(jié)整個環(huán)路的增益。+37dBm的OIP3確保級聯(lián)ACLR保持在+65dB。

當(dāng)每載波維持在-139dBc/Hz的噪聲基底時，此發(fā)送器應(yīng)可以產(chǎn)生+65dB的ACLR。這樣的噪聲基底和雜散電平是在沒有射頻濾波器的情況下得到的?？梢栽诙嗖ǘ蜗到y(tǒng)中采用相同的硬件配置，不需要作任何改動。

結(jié)論

新型調(diào)制器MAX2022使發(fā)送設(shè)備能夠達(dá)到一個新的水準(zhǔn)。可以構(gòu)成零中頻和鏡頻抑制方案。利用該器件可以很容易地改善系統(tǒng)指標(biāo)、降低成本，實現(xiàn)一個靈活的發(fā)送器架構(gòu)，幫助設(shè)計人員提高發(fā)送器的設(shè)計效率。