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ADC虛假信號(hào)和高頻振動(dòng)
噪聲限制的例子并不充分展示真正的限制在一個(gè)接收器。等局限性SFDR比信噪比的限制和噪音。假定模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的SFDR規(guī)范-80 dBFS或-76 dBm（全面= + 4 dBm）。還假設(shè)容許載波干擾，C / I（不同C / N）比18分貝。這意味著最小信號(hào)電平是-62 dBFS（-80 + 18）或-58 dBm。天線，這是-83 dBm。因此，我們可以看到，SFDR（單一或多頻）之前將限制接收機(jī)性能的實(shí)際噪聲限制。
然而，一個(gè)被稱(chēng)為抖動(dòng)技術(shù)可以大大提高SFDR。所示模擬裝置應(yīng)用注意AN410帶噪聲的增加可以提高SFDR噪音到地板上。雖然高頻振動(dòng)轉(zhuǎn)換器特定的數(shù)量，這項(xiàng)技術(shù)適用于所有adc只要是靜態(tài)的黑暗與性能的限制，而不是交流轉(zhuǎn)換速率等問(wèn)題。AD9042記錄的應(yīng)用程序中，噪聲的量添加只有-32.5 dBm或21碼rms。如下所示，故事情節(jié)前后抖動(dòng)提供洞察潛在的改進(jìn)。簡(jiǎn)而言之，猶豫不決是通過(guò)ADC中的相干雜散信號(hào)生成并隨機(jī)排列。以來(lái)馬刺必須的能量守恒，猶豫只是使他們看起來(lái)像是額外的噪音轉(zhuǎn)換器的地板上。因此，權(quán)衡了通過(guò)使用帶抖動(dòng)，可以刪除所有內(nèi)部生成的偽信號(hào)，然而，有一個(gè)輕微的沖擊在整個(gè)轉(zhuǎn)換器的信噪比實(shí)際上相當(dāng)于小于1分貝靈敏度損失相比，噪聲比SFDR有限的例子和有限的顯示。
ADC/高頻振脈動(dòng)
ADC/高頻振脈動(dòng)
兩個(gè)重要的點(diǎn)對(duì)高頻振動(dòng)之前關(guān)閉的主題。首先，在基于接收機(jī)，沒(méi)有渠道可以將相關(guān)的。如果這是真的，那么通常多個(gè)信號(hào)接收器通道將作為自我發(fā)抖。雖然這是真實(shí)的一些時(shí)間，有時(shí)額外優(yōu)柔寡斷將需要添加當(dāng)信號(hào)強(qiáng)度弱。
第二，模擬前端的噪聲貢獻(xiàn)本身是不足以發(fā)抖ADC。從上面的例子中，32.5 dBm的優(yōu)柔寡斷是添加到SFDR產(chǎn)生最佳的改善。相比之下，模擬前端只提供-68 dBm的噪聲功率，遠(yuǎn)離所需要提供最佳的性能。
三階截點(diǎn)
除了轉(zhuǎn)換器SFDR，射頻部分導(dǎo)致了虛假的接收機(jī)的性能。這些熱刺是受技術(shù)，如高頻振動(dòng)影響，必須加以解決，防止干擾接收機(jī)的性能。三階截距是一個(gè)重要的衡量接收鏈內(nèi)的信號(hào)水平增加接收機(jī)的設(shè)計(jì)。
為了了解所需的性能水平的寬帶射頻組件，我們將回顧GSM規(guī)范，也許最接收機(jī)應(yīng)用的要求。
GSM接收器必須能夠恢復(fù)的信號(hào)功率在-13 dBm - -104 dBm之間。同時(shí)假定，ADC的全面是0 dBm，損失通過(guò)接收機(jī)過(guò)濾器和攪拌機(jī)是12 dB。同時(shí)，因?yàn)橥瑫r(shí)處理多個(gè)信號(hào)，一個(gè)AGC不應(yīng)使用。這將降低射頻靈敏度和導(dǎo)致較弱的信號(hào)。使用這些信息，射頻/如果計(jì)算獲得25 dB（0 = 13-6-6 + x）。
第三個(gè)訂單輸入攔截方面的考慮
25分貝增益要求分布如圖所示。盡管一個(gè)完整的系統(tǒng)會(huì)附加組件，這將為這個(gè)討論。從這個(gè)，全面的GSM信號(hào)-13 dBm，ADC輸入0 dBm。然而，隨著最小-104 dBm的GSM信號(hào)，信號(hào)在ADC是-91 dBm。從這一點(diǎn)上，上面的討論中可以用于確定適用性的ADC噪聲性能和雜散性能。
現(xiàn)在這些信號(hào)和系統(tǒng)收益要求，放大器和混頻器規(guī)范現(xiàn)在可以檢查時(shí)由-13 dBm的全面的信號(hào)。解決第三訂單產(chǎn)品全面的信號(hào)：
假定總體的性能必須大于100分貝，求解這個(gè)方程的前端放大器顯示一個(gè)三階輸入放大器IIP 》 + 37 dBm。攪拌機(jī)，所獲得的信號(hào)電平10 dB，和新的信號(hào)電平是3 dBm。然而，由于混頻器輸出指定，這個(gè)水平是減少了至少6 dB 9 dBm。因此，攪拌機(jī)，OIP 》 + 41 dBm。從攪拌機(jī)指定輸出。在最后獲得階段，信號(hào)會(huì)衰減到9 dBm（一樣混頻器的輸出）。中頻放大器，IIP 》 + 41 dBm。如果滿足了這些規(guī)格，性能應(yīng)該等于
ADC時(shí)鐘抖動(dòng)
一個(gè)動(dòng)態(tài)規(guī)范，良好的無(wú)線性能是至關(guān)重要的ADC時(shí)鐘抖動(dòng)。雖然低抖動(dòng)對(duì)優(yōu)秀的基帶性能很重要，其作用是放大當(dāng)抽樣更高頻率的信號(hào)（高轉(zhuǎn)換速率）等在欠采樣應(yīng)用中被發(fā)現(xiàn)的。一個(gè)貧窮的抖動(dòng)規(guī)范的總體效果是減少信噪比作為輸入頻率增加。光圈孔徑抖動(dòng)和不確定性經(jīng)常交換文本。在這個(gè)應(yīng)用程序中，它們有相同的意思?？讖降牟淮_定性是在編碼過(guò)程中樣本變異?？讖降牟淮_定性有三個(gè)殘余影響，首先是系統(tǒng)噪聲的增加，第二個(gè)是一個(gè)不確定性的實(shí)際采樣信號(hào)本身的階段和第三傳輸干擾?？讖叫∮?的不確定性pS時(shí)需要如果抽樣以達(dá)到所需的噪聲性能。的相位精度和傳輸干擾孔徑的不確定性的影響很小。如果出現(xiàn)最壞情況的pS rms。如果250 MHz，相位不確定性或均方根誤差為0.09度。這是完全可以接受的甚至是GSM等要求規(guī)范。因此這種分析的重點(diǎn)將對(duì)整體噪聲貢獻(xiàn)由于孔徑的不確定性。
最大的轉(zhuǎn)換速度是零交叉。此時(shí)，轉(zhuǎn)換速度是由正弦函數(shù)的一階導(dǎo)數(shù)定義評(píng)估在t = 0：
評(píng)估在t = 0時(shí)，余弦函數(shù)的求值結(jié)果為1和方程簡(jiǎn)化為：
每秒轉(zhuǎn)換速度的單位是伏特和產(chǎn)量的速度信號(hào)是通過(guò)輸入信號(hào)的零交叉回轉(zhuǎn)。在采樣系統(tǒng)，參考時(shí)鐘用于樣本輸入信號(hào)。如果???樣時(shí)鐘的孔徑不確定，那么電壓產(chǎn)生一個(gè)錯(cuò)誤。這個(gè)誤差電壓可以由輸入轉(zhuǎn)換速率乘以“抖動(dòng)”。
通過(guò)分析單位，可以看出這個(gè)收益率單位伏特。通常，孔徑不確定性是用秒表示rms。因此，錯(cuò)誤的電壓伏rms。附加方程分析表明，隨著模擬輸入頻率增加，rms。誤差電壓也增加成正比孔徑的不確定性。
如果轉(zhuǎn)換器采樣時(shí)鐘純度是極端重要的。與混合過(guò)程中，輸入信號(hào)乘以一個(gè)本地振蕩器或在這種情況下，一個(gè)采樣時(shí)鐘。乘法以來(lái)時(shí)間是在頻域卷積，樣品的光譜時(shí)間與輸入信號(hào)的頻譜卷積。由于孔徑的不確定??是寬帶噪聲的時(shí)鐘，它是寬帶噪聲在頻譜采樣。由于ADC采樣系統(tǒng)，光譜是周期性的采樣率和重復(fù)。因此這個(gè)寬帶噪聲降低了噪聲地板ADC的性能。ADC的理論信噪比的限制孔徑的不確定性是由以下方程。
如果這個(gè)方程是201 MHz的模擬輸入??評(píng)估。7 pS rms?！岸秳?dòng)”，理論信噪比僅限于61分貝。應(yīng)該注意的是，這是一樣的要求會(huì)被要求有另一個(gè)混合器階段被使用。因此，系統(tǒng)要求非常高的動(dòng)態(tài)范圍和高模擬輸入頻率還需要一個(gè)非常低的“抖動(dòng)”編碼源。當(dāng)使用標(biāo)準(zhǔn)TTL / CMOS時(shí)鐘振蕩器模塊，0.7 pS rms。已經(jīng)驗(yàn)證了ADC和振蕩器?？梢詫?shí)現(xiàn)更好的數(shù)值與低噪聲模塊。
在考慮系統(tǒng)整體性能時(shí)，更可能使用廣義方程。這個(gè)方程建立在前面的方程，但包括熱噪聲的影響和微分非線性。
盡管這是一個(gè)簡(jiǎn)單的方程，它提供深入的噪聲性能，可以預(yù)期從數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器。
相位噪聲
盡管合成器相位噪聲類(lèi)似于編碼時(shí)鐘抖動(dòng)，對(duì)接收機(jī)的影響略有不同，但是最終，效果非常相似。抖動(dòng)和相位噪聲之間的主要區(qū)別是，抖動(dòng)是一個(gè)寬帶的問(wèn)題和統(tǒng)一的密度在采樣時(shí)鐘相位噪聲是一種非均勻分布在一個(gè)本地振蕩器通常變得更好的遠(yuǎn)離你的語(yǔ)氣。與抖動(dòng)，相位噪聲越低越好。
由于本地振蕩器是與輸入信號(hào)混合，噪音羅將影響所需的信號(hào)。頻域卷積混合的過(guò)程（時(shí)域過(guò)程的混合乘法）。作為一個(gè)混合的結(jié)果，從相鄰LO引起的相位噪聲能量（主動(dòng)）通道集成到所需??通道增加噪聲地板上。這就是所謂的相互混合。確定噪聲的數(shù)量在一個(gè)未使用的通道另一種渠道是被一個(gè)滿負(fù)荷運(yùn)作的信號(hào)，提供以下分析。
再次，由于GSM是一個(gè)困難的規(guī)范，這將作為一個(gè)例子。在這種情況下，下列方程是有效的。
噪音噪音的欲望信道引起的相位噪聲，x（f）是值得格式表達(dá)的相位噪聲和p（f）的譜密度函數(shù)實(shí)現(xiàn)GMSK函數(shù)。對(duì)于這個(gè)示例，假設(shè)GSM信號(hào)功率是-13 dBm。同時(shí)，假設(shè)瞧一個(gè)常數(shù)相位噪聲在頻率（多數(shù)情況下，載波的相位噪聲降低抵消）。在這些假設(shè)當(dāng)這個(gè)方程是集成在信道帶寬，掉出來(lái)一個(gè)簡(jiǎn)單的方程。自從x（f）被認(rèn)為是常數(shù)（PN -相位噪聲）和全面的綜合力量GSM信道是-13 dBm，方程可以簡(jiǎn)化為：
因?yàn)槲覀兊哪繕?biāo)是要求相位噪聲低于熱噪聲。假設(shè)噪聲在混合器是一樣的天線，-121 dBm（噪聲天線在200 kHz - Pa = kTB）都可以使用。因此，相位噪聲的LO必須低于-108 dBm的抵消200千赫。
參考電路
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