寬帶RF接收機架構方案的綜述

簡介

外差接收機作為接收機方案的標準選擇已有數(shù)十年歷史。近年來，模數(shù)轉換器（ADC）采樣速率的迅速提高、嵌入式數(shù)字處理的采納以及匹配通道的集成，為接收機架構提供了幾年前尚被認為是不切實際的其他選擇。

本文比較三種常用接收機架構的優(yōu)勢和挑戰(zhàn)：外差接收機、直接采樣接收機和直接變頻接收機。還會討論關于雜散系統(tǒng)噪聲和動態(tài)范圍的額外考慮。本文的意圖并非要褒揚某種方案而貶抑其他方案，相反，本文旨在說明這些方案的優(yōu)點和缺點，并鼓勵設計師利用工程專業(yè)本領選擇最適合特定應用的架構。

架構比較

表1比較了外差、直接采樣和直接變頻三種架構。同時顯示了每種架構的基本拓撲和一些利弊。

外差方法久經檢驗，性能出色。實施原理是混頻到中頻（IF）。IF需選擇足夠高的頻率，使得實際濾波器在工作頻段中能夠提供良好的鏡像抑制和LO隔離。當有超高動態(tài)范圍ADC可用時，增加一個混頻級以降低頻率也很常見。此外，接收機增益分布在不同的頻率上，這使得高增益接收機發(fā)生振蕩的風險非常小。通過適當?shù)念l率規(guī)劃，外差接收機可以實現(xiàn)非常好的雜散能量和噪聲性能。遺憾的是，這種架構是最復雜的。相對于可用帶寬，其需要的功耗和物理尺寸通常是最大的。此外，對于較大小數(shù)帶寬，其頻率規(guī)劃可能非常困難。在當前追求小尺寸、低重量、低功耗（SWaP）并希望獲得寬帶寬的背景下，這些挑戰(zhàn)難度很大，導致設計人員不得不考慮其他可能的架構選項。

表1.接收機架構比較

直接采樣方法已被業(yè)界追求許久，其障礙在于很難以與直接RF采樣相當?shù)乃俣仁褂?a target="_blank">轉換器以及實現(xiàn)大輸入帶寬。在這種架構中，全部接收機增益都位于工作波段頻率，如果需要較大接收機增益，布局布線必須非常小心。如今，在L和S波段的較高奈奎斯特頻段，已有轉換器可用于直接采樣。業(yè)界在不斷取得進展，C波段采樣很快就會變得實用，后續(xù)將解決X波段采樣。

直接變頻架構對數(shù)據轉換器帶寬的使用效率最高。數(shù)據轉換器在第一奈奎斯特頻段工作，此時性能最優(yōu)，低通濾波更為簡單。兩個數(shù)據轉換器配合工作，對I/Q信號進行采樣，從而提高用戶帶寬，同時又不會有交錯難題。對于直接變頻架構，困擾多年的主要挑戰(zhàn)是維持I/Q平衡以實現(xiàn)合理水平的鏡像抑制、LO泄漏和直流失調。近年來，整個直接變頻信號鏈的高級集成加上數(shù)字校準已克服了這些挑戰(zhàn)，直接變頻架構在很多系統(tǒng)中已成為非常實用的方法。

頻率規(guī)劃視角

圖1顯示了三種架構的框圖和頻率規(guī)劃示例。圖1a為外差接收機示例，高端LO將工作頻段混頻到ADC的第二奈奎斯特區(qū)。信號進一步混疊到第一奈奎斯特區(qū)進行處理。圖1b為直接采樣接收機示例。工作頻段在第三奈奎斯特區(qū)進行采樣并混疊至第一奈奎斯特區(qū)，然后將NCO置于頻段中心，數(shù)字下變頻到基帶，再進行濾波和抽取，數(shù)據速率降低到與通道帶寬相稱的水平。圖1c為直接變頻接收機示例。雙通道ADC與正交解調器對接，通道1對I（同相）信號進行采樣，通道2對Q（正交）信號進行采樣。

許多現(xiàn)代ADC同時支持所有三種架構。例如，AD9680是一款具備可編程數(shù)字下變頻功能的雙通道1.25 GSPS ADC。此類雙通道ADC支持雙通道外差架構和直接采樣架構，一對轉換器合作則可支持直接變頻架構。

圖1.頻率規(guī)劃示例

采用分立實施方案時，直接變頻架構的鏡像抑制挑戰(zhàn)可能相當難以克服。通過提高集成度并結合數(shù)字輔助處理，I/Q通道可以很好地匹配，從而大幅改善鏡像抑制。最近發(fā)布的AD9371的接收部分是一個直接變頻接收機，如圖2所示，注意它與圖1c的相似性。

圖2.AD9371的接收部分：單片直接變頻接收機

Spurious Noise

雜散噪聲

任何采用頻率轉換的設計都需要作出很大努力來使不需要的帶內折頻最小化。這是頻率規(guī)劃最微妙的地方，涉及到可用元件與實際濾波器設計的平衡。某些雜散折疊問題在此略作說明，如需詳細解釋，請設計人員參閱參考文獻。

圖3.ADC折頻

圖3顯示了ADC輸入頻率和前兩個諧波的折疊與輸入頻率（相對于奈奎斯特頻段）的關系。當通道帶寬遠小于奈奎斯特帶寬時，接收機設計人員的目標是選擇適當?shù)墓ぷ鼽c以將折疊的諧波置于通道帶寬之外。

接收機下變頻混頻器會增加復雜性。任何混頻器都會在器件內引起諧波。這些諧波全都混在一起，產生其他頻率。圖4顯示了這種影響。

圖4.下變頻混頻器雜散

圖3和圖4僅顯示了截止三階的雜散。實踐中還有其他更高階的雜散，設計人員需要處理由此而來的無雜散動態(tài)范圍問題。對于較窄的小數(shù)帶寬，細致精當?shù)念l率規(guī)劃可以克服混頻器雜散問題。隨著帶寬增加，混頻器雜散問題成為重大障礙。由于ADC采樣頻率提高，有時候使用直接采樣架構來降低雜散會更切合實際。

接收機噪聲

接收機設計的很多工作是花在最小化噪聲系數(shù)（NF）上面。噪聲系數(shù)衡量信噪比的降低程度。

輸入

輸出

290 K （TO）時的標準化值

器件或子系統(tǒng)噪聲系數(shù)的影響是使輸出噪聲功率高于熱噪聲水平，即被噪聲系數(shù)放大。

噪聲功率輸出 = –174 dBm/Hz + 增益（dB） + NF（dB）

級聯(lián)噪聲系數(shù)計算如下：

增益

總計

ADC之前的接收機增益的選擇以及所需ADC SNR的確定，是接收機總噪聲系數(shù)與瞬時動態(tài)范圍平衡的結果。圖5為要考慮的參數(shù)的示意圖。為了便于說明，接收機噪聲顯示為由ADC之前的抗混疊濾波器整形。ADC噪聲顯示為平坦的白噪聲，目標信號顯示為–1 dBFS的連續(xù)波（CW）信號音。

圖5.接收機 + ADC噪聲

首先需要常用單位，即dBm或dBFS。根據轉換器滿量程電平和轉換器噪聲密度，可將ADC噪聲從dBFS換算為dBm。此外，噪聲功率與帶寬成比例，故而需要一個常用帶寬單位。某些設計人員使用通道帶寬，這里我們歸一化到1 Hz帶寬，噪聲功率為/Hz。

ADC噪聲（dBm/Hz） = ADC滿量程（dBm） + ADC噪聲密度（dBFS/Hz）

總噪聲計算如下：

總噪聲（dBm/Hz） =

接收機噪聲

ADC噪聲

這就引出了ADC靈敏度損失概念。ADC靈敏度損失衡量ADC引起的接收機噪聲性能降低情況。為使此降幅最小，接收機噪聲需要遠高于ADC噪聲。限制來自動態(tài)范圍，較大接收機增益會限制能接收而不會使ADC飽和的最大信號。

ADC靈敏度損失（dB） = 總噪聲（dBm/Hz） – 接收機噪聲（dBm/Hz）

因此，接收機設計人員總是要面對動態(tài)范圍與噪聲系數(shù)平衡的挑戰(zhàn)。

結語

本文簡述了外差、直接采樣和直接變頻三種接收機架構，重點討論了每種架構的優(yōu)勢和挑戰(zhàn)。本文還介紹了接收機設計的最新趨勢和考慮。對更高帶寬的普遍渴望，結合GSPS數(shù)據轉換器的進步，將使許多不同的接收機設計在未來很長時間內百花齊放。

作者簡介

Peter Delos是ADI公司航空航天和防務部的技術主管。他于1990年獲得美國弗吉尼亞理工大學電氣工程學士學位（BSEE），并于2004年獲得美國新澤西理工學院電氣工程碩士學位（MSEE）。他擁有超過25年的行業(yè)經驗。

其職業(yè)生涯的大部分時間花在高級RF/模擬系統(tǒng)的架構、PWB和IC設計上。他曾在美國海軍核動力潛艇項目及洛克希德·馬丁公司（新澤西州摩爾鎮(zhèn)）的多個雷達和電子戰(zhàn)項目上任職。2016年，他加入ADI公司并擔任現(xiàn)職位，在美國北卡羅來納州格林斯博羅工作。