如何滿足高性能基站(BTS)接收機對半中頻雜散指標(biāo)的要求？

本文介紹如何滿足高性能基站(BTS)接收機對半中頻雜散指標(biāo)的要求。為達到這一目標(biāo)，工程師必須理解混頻器的IP2與二階響應(yīng)之間的關(guān)系，然后選擇滿足系統(tǒng)級聯(lián)要求的RF混頻器?；祛l器數(shù)據(jù)手冊以二階交調(diào)點(IP2)或2x2雜散抑制指標(biāo)的形式表示二階響應(yīng)性能。本文通過介紹這兩個參數(shù)之間的關(guān)系，說明接收機設(shè)計以及如何確定總體半中頻雜散指標(biāo)。以MAX19997A的IP2與2x2關(guān)系為例，這是一款用于E-UTRA LTE接收機的有源混頻器。

混頻器諧波

在超外差接收機電路中，混頻器將高頻RF信號轉(zhuǎn)換到較低中頻(IF)，該過程稱為下變頻?；祛l器中，如果輸出頻率為射頻輸入頻率減去本振(LO)輸入頻率，稱為低邊注入(LO頻率低于RF頻率)；如果輸出頻率為LO頻率減去RF頻率，則稱為高邊注入。下變頻過程可由下式表示：

fIF= fRF - fLO= - fRF+ fLO

式中，fIF為混頻器輸出端口的中頻；fRF為加至混頻器RF端口的RF信號；fLO為加至混頻器LO端口的LO信號。

理想情況下，混頻器的輸出信號幅值和相位與其輸入信號的幅值和相位成比例，與LO信號無關(guān)。在這一假設(shè)前提下，混頻器幅值響應(yīng)與RF輸入信號成線性關(guān)系，也與LO信號幅值無關(guān)。

然而，由于混頻器的非線性特性，將產(chǎn)生所不希望的混頻產(chǎn)物，稱為雜散響應(yīng)。雜散響應(yīng)是由混頻器RF端口輸入的干擾或噪聲信號引起的，在IF頻率產(chǎn)生響應(yīng)。到達RF輸入端口的干擾信號可能沒有在所規(guī)定的RF帶寬內(nèi)，但也會造成麻煩。這類信號通常具有足夠高的功率，混頻之前的RF濾波器不能對其實施足夠衰減，使其引起額外的雜散響應(yīng)，直接影響到所要求的IF信號，混頻原理可表示為：

fIF= m fRF -n fLO= - m fRF + n fLO

注意，m和n為RF和LO頻率的整數(shù)次諧波，通過混頻產(chǎn)生格中雜散產(chǎn)物組合。通常情況下，這些雜散分量的幅值隨m或n的增大而減小。

已知相應(yīng)的RF輸入頻率范圍，謹慎規(guī)劃頻率，選擇適當(dāng)?shù)腎F及相應(yīng)的LO頻率。仔細規(guī)劃頻率非常重要，因為它有助于減少混頻后落入有效信號頻帶的干擾，這些干擾源會直接影響接收器性能。對于寬帶系統(tǒng)，頻率規(guī)劃時避免雜散混頻產(chǎn)物更加困難，需要利用濾波器抑制那些可能落入IF頻帶的帶外(OOB) RF信號?；祛l器之后的IF濾波器的選擇性限定在只允許通過有效信號頻率，由此，在信號進入最終檢測器之前(混頻器之后)對雜散響應(yīng)進行衰減。IF濾波器不會衰減IF帶內(nèi)的雜散響應(yīng)。

許多類型的平衡混頻器將抑制m或n為偶數(shù)的雜散成分。理想的雙平衡混頻器抑制m或n(或兩者)為偶數(shù)的所有諧波分量。雙平衡混頻器中的IF、RF和LO端口彼此隔離，使LO泄漏降至最小，并提供固有的RF至IF隔離。雙平衡混頻器設(shè)計能夠提供最佳的線性特性，降低每個端口的濾波器衰減要求。

半中頻雜散頻率分布

2階雜散響應(yīng)(被稱作半中頻，1/2 IF)是一種非常棘手的特殊雜散信號。混頻器中，當(dāng)m = 2，n = -2時稱為低邊LO注入；m = -2，n = 2時，稱為高邊LO注入(圖1)。對于高邊注入，產(chǎn)生半中頻雜散響應(yīng)的輸入頻率比所要求的RF信號頻率高fIF/2。

例如，所要求的RF中心頻率為2510MHz (E-UTRA上行鏈路信道號39790)。該RF頻率與2860MHz LO頻率混頻后，產(chǎn)生IF頻率為350MHz。本例中，2685MHz為不希望出現(xiàn)的信號(或阻塞信號)，產(chǎn)生350MHz的半中頻雜散分量。對于低邊注入，產(chǎn)生半中頻雜散的輸入頻率比所要求的LO頻率高fIF/2。

? ? ? ? 圖1：E-UTRA高邊LO注入示例，顯示了所要求的fRF、fLO、fIF和不希望出現(xiàn)的fHALF-IF頻率分布。

假設(shè)：

●fRF中心頻率 = 2510MHz

●fLO= 2860MHz

●fIF = fLO- fRF= 2860MHz - 2510MHz = 350MHz

計算造成雜散響應(yīng)的阻塞頻率：

fHALF-IF= fRF+ fIF/2 = 2685MHz

檢查算法以驗證半中頻阻塞或雜散頻率：

2 × fLO - 2 × fHALF-IF = 2 × (fRF + fIF) - 2 × (fRF+ fIF/2) = 2fRF+ 2fIF- 2fRF- fIF= fIF

這造成半中頻雜散頻率產(chǎn)生不希望的IF雜散信號：

2 × 2860MHz - 2 × 2685MHz = 350MHz

接收器的IP2

如果器件數(shù)據(jù)手冊沒有直接給出2x2雜散響應(yīng)的抑制度，則可從混頻器的IP2指標(biāo)推導(dǎo)。假設(shè)：只有RF和LO的基波分量施加在混頻器端口，諧波失真僅由混頻器自身產(chǎn)生。

RF通路的鏡頻抑制濾波器會在混頻器前端抑制任何不希望出現(xiàn)的RF放大器諧波；LO通路的噪聲濾波器對LO注入產(chǎn)生的諧波進行抑制。強輸入信號無論是在器件或系統(tǒng)的輸入或輸出端都會產(chǎn)生失真或交調(diào)產(chǎn)物，這些產(chǎn)物可通過計算交調(diào)(IP)進行量化。輸入交調(diào)計算中假定有用信號的幅值與干擾信號分量的輸入幅值相同。如果混頻器LO功率保持恒定，IP或失真產(chǎn)物的階數(shù)僅由RF的倍乘(而非LO倍乘)決定，這是因為我們僅考慮RF信號的變化，階數(shù)代表失真產(chǎn)物的幅值隨輸入電平的上升而增加的快慢。例如，由于成平方關(guān)系，當(dāng)輸入信號增大1dB時，2階交調(diào)(IM)產(chǎn)物的幅值增加2dB。

半中頻雜散功率水平

以下討論以MAX19997A下變頻混頻器為例，從數(shù)據(jù)手冊的交流電氣特性規(guī)格中可以查到以下指標(biāo)：

●RF雜散功率為-5dBm (2685MHz)

●LO電平設(shè)置為+0dBm (2860MHz)

●典型2LO - 2RF雜散響應(yīng)比RF載波電平低64dB，單位為dBc；64dBc指2階交調(diào)抑制比(IMR2)。

●計算得到：PSPUR= -5dBm + (-64dBc) = -69dBm。

MAX19997A如此優(yōu)異的2x2性能在其輸入形成以下等效的IP2性能(IIP2)：

IIP2 = 2 × IMR2 + PSPUR= IMR2 + PRF

= 2 × 64dBc + (-69dBm) = 64dBc + (-5dBm)

= +59dBm

同樣，MAX19985A 900MHz有源混頻器提供典型的2RF - 2LO雜散響應(yīng)，在類似條件下等于71dBc：

IIP2 = 2 × IMR2 + PSPUR = IMR2 + PRF

= 2 × 71dBc + (-76dBm) = 71dBc + (-5dBm)

= +66dBm

E-UTRA LTE示例

假設(shè)E-UTRA LTE蜂窩系統(tǒng)與同類BTS共存，從而產(chǎn)生高達+16dBm的OOB CW阻塞信號 (如3GPP TS 36.104 V10.2.0標(biāo)準(zhǔn)所述，圖2所示)。對于LTE接收機，由于半中頻雜散信號的原因，天線端口要求的等效IIP2為+131dBm。采用以下步驟進行計算：

●預(yù)期信號電平=靈敏度功率電平(PSENSITIVITY) + 6dB = -95.5dBm

●對于LTE 5MHz載波，采用SNR = -1.1dB，對應(yīng)于合成噪聲和雜散產(chǎn)物的最高電平-96.6dBm。

●通過減去相應(yīng)帶寬的熱噪聲和噪聲系數(shù)(本例中，減去KTBF = -100.4dBm)，確定最大允許雜散產(chǎn)物電平為-98.9dBm，

●計算2階交調(diào)比，IMR2 = 115dB。

●最后，計算得到：IIP2 = +131dBm，如圖2所示。

? ? ? ? ?圖2：對于LTE廣域BTS接收器，OOB +16dBm CW阻塞信號要求最小IIP2指標(biāo)為+131dBm；5MHz間距，采用QPSK、 R=1/3調(diào)制。

圖3所示為接收器前端簡化框圖，標(biāo)出了第一混頻器中每一級的增益、2階IP和半中頻選頻性。

? ? ? ? ? ? 圖3：IIP2 LTE示例的簡化方框圖，標(biāo)出了MAX19997A IIP2性能和相關(guān)的濾波器選頻特性。

整體級聯(lián)IIP2性能由各級的增益、濾波器在半中頻位置的選擇性，以及混頻器IIP2(或2x2)性能決定。由于混頻器主要影響通道的串聯(lián)IIP2，所以，在以下計算中忽略其它級的IIP2?；祛l器之前的IIP2隨著通道各級增益而降低(dB對dB)。實際應(yīng)用中，在混頻器前端增加半中頻的RF濾波，以提供額外的雜散抑制。計算天線端口的等效IP提高幅度為半中頻選擇性的2倍，單位為dB。這是因為二次諧波失真分量幅度的增加速度是帶內(nèi)信號幅度增加的兩倍。利用E-UTRA LTE 3GPP接收器設(shè)計示例中計算的MAX19997A的+59dBm IIP2，計算天線端口的串聯(lián)IIP2：

IIP2Cascade= IIP2Mixer- Gain + 2 × Selectivity = +131dBm

IIP2Cascade= +59dBm - (-2 + 13 + 13 -2)dB + 2 × (30 +17)dB = +131dBm

MAX19997A如此優(yōu)異的2LO - 2RF雜散指標(biāo)對設(shè)計的影響舉足輕重。為滿足接收器的半中頻雜散指標(biāo)，器件可降低對濾波器選擇性的要求(如本例所示)，或采用額外的濾波器濾波時，可提供技術(shù)指標(biāo)裕量。

結(jié)論

本文介紹了如何確定半中頻雜散性能，以及如何將混頻器的2x2雜散響應(yīng)(IMR2)轉(zhuǎn)換為對應(yīng)的IIP2，或相反的指標(biāo)轉(zhuǎn)換。對這種二階關(guān)系的理解可以幫助射頻工程師根據(jù)具體應(yīng)用確定合適的混頻器性能。MAX19997A 2.5GHz混頻器和MAX19985A 900MHz混頻器均具有優(yōu)異的2x2 (IP2)指標(biāo)，降低了接收器對半中頻雜散濾波的要求，使這些混頻器可理想用于高性能無線設(shè)計。
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