利用Pspice模型分析放大器環(huán)路的穩(wěn)定性

　　導致放大器不穩(wěn)定的原因

　　在任何相關頻率下，只要環(huán)路增益不轉變?yōu)檎答?，則閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定。環(huán)路增益是一個相量，因而具有幅度和相位特性。環(huán)路由理想的負反饋轉變?yōu)檎答佀鶐淼念~外相移即是最常見的不穩(wěn)定因素。環(huán)路增益相位的“相關”頻率，一般出現在環(huán)路增益大于或等于0dB之處。

　　圖1：總等效噪聲密度-反饋電阻關系曲線。

　　如圖2所示的放大器電路，通過斷開環(huán)路，測量信號在環(huán)路中傳播一次所產生的相移，即可推算出電路的穩(wěn)定情況。以下例子介紹的方法可利用仿真軟件，運算放大器宏模型以及Pspice提供的理想元器件來實現。

　　圖2：跨阻抗放大器。

　　高速低噪聲跨阻放大器（TIA）穩(wěn)定性示例

　　我們以一個跨阻放大器（TIA）為例，通過分析其穩(wěn)定性來闡述我們將要推薦的技術。TIA廣泛應用在工業(yè)領域和消費領域，例如LIDAR（光探測和測距）、條形碼掃描儀、工廠自動化等。設計工程師遇到的挑戰(zhàn)是，在不會造成衰減和老化的情況下，如何最大化信噪比（SNR），以及如何獲得足夠的速度/帶寬來傳遞所需的信號。圖2為采用了LMH6629的放大器示意圖，這款超高速（GBWP=4GHz）低噪聲（0.69nV/RtHz）器件具有+10V/V的最小穩(wěn)定增益（COMP引腳連至VCC）的。LMH6629的補償（COMP）輸入可以連至VEE，從而進一步將最小穩(wěn)定增益降低到4V/V。

　　為獲得最大的轉換速率和帶寬（小信號和大信號），在這個例子中，COMP引腳被連接到VCC。可獲得的帶寬與放大器GBWP直接相關，與跨阻增益（RF）和光電二極管內的寄生電容成反比。確定一個給定放大器所使用的反饋電阻（RF）有一個簡單方便的辦法：在使用了LMH6629的情況下，總等效輸入電流噪聲密度“ini”與RF的關系如圖1中曲線所示。圖中的“in”是LMH6629的輸入噪聲電流，“en”是LMH6629的輸入噪聲電壓，“k”是波爾茲曼常數，而“T”是用℃表示的絕對溫度。

　　由圖1可知，對于LMH6629而言，將RF設定為10k？確保了最小的總等效輸入電流噪聲密度ini，由此也可以得到最高的SNR。RF的進一步增加會降低可獲取的最大速度，而SNR不會得到明顯改善。

　　是什么使得一個看起來很簡單的電路的穩(wěn)定性分析變得如此復雜呢？主要原因就是寄生元件的影響。在圖2的電路中，幾乎沒有跡象表明這個電路會是不穩(wěn)定的，圖中所示的寄生元件“CD”是光電二極管固有電容，其實際大小由光電二極管的面積和靈敏度來決定。R2用于消除LMH6629的輸入偏置電流產生的偏移誤差，同時C2消除了R2的噪聲。

　　假設一個光電二極管標稱電容（CD）為10pF，圖2中電路的仿真響應如圖3所示，由此可以判斷出電路是不穩(wěn)定的：其頻率響應曲線中大而尖的峰值即為證明。在頻域內，通過了解電路的相位裕度（PM）就可以確定電路的穩(wěn)定性。為便于仿真，可將光電二極管的電路簡化等效為一個電流源。

　　圖3：TIA頻率響應示意電路的不穩(wěn)定性。

　　對于一個富有經驗的用戶來說，當一個具有較大反饋電阻RF的系統(tǒng)不穩(wěn)定時，意味著RF“尋找”運算放大器反向輸入端的寄生電容，是產生振鈴和過沖的原因。在環(huán)路中，這種現象可稱為“過相移”。反向輸入寄生電容由光電二極管電容和LMH6629輸入電容組成。LMH6629的更高帶寬令問題進一步惡化——總輸入電容的降低將足以引起過相移。對于這種情況，最有效的補救方法是在RF兩端并聯(lián)一個合適的電容（CF）。

　　為找出導致這一現象中低相位裕度的原因，除了全面的筆頭分析，設計人員只能反復試驗，通過選擇合適的補償元件來提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。一個更嚴密的辦法就是通過仿真來獲取對各種頻率下環(huán)路特性的更深入了解。這種辦法比起筆頭分析法要快得多，既不需要復雜的運算，也不會帶來計算錯誤的可能。設計人員要做的是在開環(huán)情況下觀察電路，以便了解環(huán)路增益（LG）的幅度和相位情況。仿真操作為用戶提供了能進行高效分析的各種理想元件，從而使得上述分析成為可能。