雷達(dá)模擬波束成形和數(shù)字波束成形的區(qū)別

使用相控陣進(jìn)行數(shù)字和模擬波束成形的基礎(chǔ)知識

AuthorCadence System Analysis

第一臺相控陣?yán)走_(dá)是由德國物理學(xué)家卡爾·布勞恩于1905年發(fā)明的，帶有三個(gè)發(fā)射器。從那時(shí)起，雷達(dá)在各個(gè)層面都變得更加先進(jìn)。在系統(tǒng)尺寸、發(fā)射器數(shù)量、信號處理、線性調(diào)頻應(yīng)用和可用組件方面，相控陣設(shè)計(jì)人員比以往任何時(shí)候都更容易設(shè)計(jì)先進(jìn)的波束成形系統(tǒng)。執(zhí)行波束成形的兩種主要方式是數(shù)字和模擬，對于需要波束成形的系統(tǒng)，每種方法都有其優(yōu)勢。

當(dāng)今在毫米波頻段和更高頻段運(yùn)行的先進(jìn)無線和傳感器系統(tǒng)使用波束成形。這適用于較新的WiFi標(biāo)準(zhǔn)，LTE和較新的無線迭代，當(dāng)然還有雷達(dá)。在本文中，我們將了解模擬波束成形如何主導(dǎo)RF通信，以及設(shè)計(jì)如何轉(zhuǎn)向數(shù)字波束成形模型以支持實(shí)現(xiàn)MIMO的系統(tǒng)。

相控陣波束成形的概念

波束成形遵循一個(gè)簡單的概念：塑造從天線發(fā)射的電磁能量的空間分布，使其沿特定方向定向到目標(biāo)。相控陣是用于實(shí)現(xiàn)模擬波束成形的標(biāo)準(zhǔn)天線結(jié)構(gòu)，這是迄今為止占主導(dǎo)地位的波束成形方法。通過協(xié)調(diào)陣列的發(fā)射，發(fā)射電磁輻射的疊加從天線陣列獲得的增益比從單個(gè)天線獲得的增益更大。

引導(dǎo)來自相控陣的廣播信號有兩種主要方法：模擬波束成形和數(shù)字波束成形。前者是眾所周知的，早在無線通信開始采用波束成形之前，它就已經(jīng)用于最好的雷達(dá)系統(tǒng)。

模擬波束成形

在模擬波束成形中，單個(gè)輸入數(shù)據(jù)流（由調(diào)制RF信號表示）被提供給一組通向相控陣的饋線。在此過程中，有意對通向每個(gè)天線的輸入信號施加相移。發(fā)送到每個(gè)天線的廣播信號之間的相移將決定發(fā)射波束的方向。

具有 4 個(gè) Tx 天線的模擬波束成形架構(gòu)示例。

當(dāng)封裝在PCB上時(shí)，這些天線通常間隔為廣播波長（空氣中的值）的幾倍。像雷達(dá)這樣的系統(tǒng)將共同定位Tx和Rx元素，Rx元素將以互惠的方式作為Tx元素運(yùn)行。為了確保最小的串?dāng)_和噪聲抑制，通常使用共面波導(dǎo)路由將信號路由到天線元件中。

模擬波束成形通常非常適合波束數(shù)低的低成本系統(tǒng)。隨著系統(tǒng)物理大小的增長，這帶來了可擴(kuò)展性挑戰(zhàn)，這是可取的，原因如下：

更多天線元件提供更高的增益

更多的天線元件可以提供更窄的波束寬度，在成像等應(yīng)用中提供更高的分辨率

更多的antenne元件允許實(shí)現(xiàn)更多的無線信道（例如，MIMO）

在具有高天線數(shù)量的RF系統(tǒng)（例如，雷達(dá)和5G產(chǎn)品）中，需要以更高的頻率工作，因?yàn)樗试S使用物理上更小的天線。模擬波束成形的可擴(kuò)展性挑戰(zhàn)來自于所有收發(fā)器和所有輻射元件的相位同步需求。隨著系統(tǒng)尺寸的增長，使用低頻振蕩器控制相位差和直接光束變得更加困難。這是模擬波束成形中使用的級聯(lián)收發(fā)器面臨的一個(gè)已知挑戰(zhàn)。

數(shù)字波束成形

數(shù)字波束成形是一個(gè)較新的概念，可以克服模擬波束成形系統(tǒng)在高級應(yīng)用中的可擴(kuò)展性限制。特別是，具有多用戶MIMO（MU-MIMO）的數(shù)字波束成形用于LTE傳輸模式7-9和5G NR。成像雷達(dá)是模擬波束成形的另一個(gè)領(lǐng)域，由于形成高分辨率圖像需要大量發(fā)射器，因此模擬波束成形開始變得不可擴(kuò)展。

在數(shù)字波束成形中，每個(gè)天線元件都有一個(gè)專用的ADC。結(jié)果是可以同時(shí)采集和傳輸多個(gè)波束，而無需精確的相位控制來實(shí)現(xiàn)波束成形和轉(zhuǎn)向。而不是取決于數(shù)據(jù)流之間的相位差的光束轉(zhuǎn)向角，使用一種稱為預(yù)編碼的技術(shù)來組合光束，以便它們從所有元素疊加發(fā)射同時(shí)沿多個(gè)所需路徑產(chǎn)生光束。

具有 4 個(gè) Tx 天線的數(shù)字波束成形架構(gòu)示例。

這需要根據(jù)通道狀態(tài)信息 （CSI） 計(jì)算預(yù)編碼矩陣 [W]。這還必須在非常短的時(shí)間間隔內(nèi)重復(fù)完成，以便能夠使用定向波束進(jìn)行重復(fù)無線傳輸，以提供高吞吐量的數(shù)據(jù)傳輸。該矩陣將輸入信號與廣播信號相關(guān)聯(lián)，如下所示：

如果所需的輸出波束模式已知，則可以反轉(zhuǎn)以確定廣播信號，然后反轉(zhuǎn)以確定所需的輸入信號。

此選項(xiàng)使用更多的功率，成本更高，并且完成PCB布局可能更加困難。有一種折衷方案可以提供兩全其美的方法：混合波束成形。

混合波束成形：更先進(jìn)的系統(tǒng)

一種涉及模擬和數(shù)字波束成形的更高級技術(shù)是混合波束成形。在這種方法中，子陣列由非常大的陣列形成，子陣列中形成的波束使用模擬波束形成進(jìn)行控制。

每個(gè)子陣列可以共享一個(gè)ADC，即系統(tǒng)在此概念中使用模擬波束成形陣列的數(shù)字陣列?；旌喜ㄊ尚卧谛枰獢?shù)字波束成形的應(yīng)用中很受歡迎，但由于尺寸限制和功率限制，全數(shù)字波束成形可能不可行。示例體系結(jié)構(gòu)如下所示。

混合波束成形中使用的 4x 子陣列的系統(tǒng)架構(gòu)示例。

這種架構(gòu)需要在多個(gè)層面進(jìn)行仔細(xì)設(shè)計(jì)：信號處理、PCB布局、元件選擇和數(shù)字子系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)。上面顯示的示例只是將系統(tǒng)劃分為子陣列的一個(gè)例子，但這并不是對數(shù)字波束成形有用的唯一方法。其他架構(gòu)可用于混合波束成形系統(tǒng)。

PCB布局部分可能特別具有挑戰(zhàn)性，因?yàn)樗匀恍枰M波束成形中使用的相位同步，但這與將數(shù)據(jù)流發(fā)送到子陣列所需的多個(gè)高速通道一起工作。其他混合波束成形表現(xiàn)形式也有可能幫助克服模擬和數(shù)字波束成形中的可擴(kuò)展性挑戰(zhàn)。

波束成形用于定向信號發(fā)送和接收。它具有改變幅度和相位的規(guī)定，這有助于 功率變化以及分別在所需方向上的波束轉(zhuǎn)向。單獨(dú)提供幅度/相位變化的天線陣列是 用于發(fā)射和接收的波束成形。

在模擬波束成形中，幅度/相位變化應(yīng)用于發(fā)射端的模擬信號。在ADC轉(zhuǎn)換之前對來自不同天線的信號進(jìn)行匯總 在接收端的模擬波束成形中。

在數(shù)字波束成形中，在發(fā)射端進(jìn)行DAC轉(zhuǎn)換之前，對數(shù)字信號施加幅度/相位變化（Wk）。反向過程是在執(zhí)行ADC和DDC操作后完成的。如圖所示，來自天線的接收信號首先從ADC轉(zhuǎn)換器傳遞，然后 求和操作前的數(shù)字下變頻器（即DDC）。

模擬波束成形

圖1描繪了模擬波束成形發(fā)射器。如圖所示，要傳輸?shù)幕鶐盘枮?先調(diào)制。該無線電信號使用功率分配器進(jìn)行分離，并通過波束成形器，波束成形器具有 規(guī)定改變振幅（ak） 和相位 （θk） 的信號 在通往天線堆棧的每條路徑中。功率分配器取決于使用的天線數(shù)量 例如，在天線陣列中，需要4路功率分配器來滿足4天線陣列的需求。

圖2描繪了模擬波束成形接收器。如接收器框圖所示，復(fù)數(shù)權(quán)重應(yīng)用于 來自陣列中每個(gè)天線的信號。復(fù)權(quán)重由振幅和相位組成。完成這些操作后，信號將組合成一個(gè)輸出。這提供了天線陣列所需的方向圖。

Wk= ak*ejsin（θk）
Wk= ak*cos（θk） + j* aksin（θk）
其中，
Wk表示陣列中第 k 個(gè)天線的復(fù)數(shù)權(quán)重。
一個(gè)k是重量的相對振幅。
θk是重量的相移。

數(shù)字波束成形

圖3描繪了數(shù)字波束成形接收器。如圖所示，每個(gè)天線元件的幅度縮放、相移及其總和 已以數(shù)字方式進(jìn)行。

? 數(shù)字波束成形由射頻轉(zhuǎn)換器、A/D 轉(zhuǎn)換器、DDC、復(fù)權(quán)倍增組成 和求和操作。
? 射頻轉(zhuǎn)換器將較高的射頻信號頻率轉(zhuǎn)換為較低的中頻 信號頻率。這是使用RF混頻器完成的。LO信號被饋送到RF混頻器 為了執(zhí)行射頻到中頻轉(zhuǎn)換。適當(dāng)?shù)?a href="http://ttokpm.com/tags/濾波器/" target="_blank">濾波器（帶通和低通）是 用于RF混頻器的輸入和輸出。
? 此IF信號使用A / D轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為數(shù)字等效值 適當(dāng)?shù)牟蓸?a href="http://ttokpm.com/tags/時(shí)鐘/" target="_blank">時(shí)鐘。
? 數(shù)字化的IF信號被傳遞到DDC（數(shù)字下變頻器）。
? 這些天線元件的結(jié)果總結(jié)為 產(chǎn)生具有所需方向模式的基帶信號。
? 求和后的信號被交給解調(diào)器 從無線電信號中檢索信息。

下表提到了模擬波束成形和數(shù)字波束成形之間的區(qū)別。

模擬波束成形

模擬波束成形（ABF）是指從相控陣天線的每個(gè)元件接收到的回波信號， 在射頻載波頻率級別進(jìn)行組合。這款模擬波束成形器最多可饋電四個(gè) 集中式接收通道，將信號下變頻至基本頻段 （或中頻，如果）。以下模數(shù)轉(zhuǎn)換器?（ADC） 數(shù)字化IF或視頻信號。

數(shù)字波束成形

數(shù)字波束成形（DBF）可以在天線元件級別或子陣列級別實(shí)現(xiàn)。在DBF架構(gòu)中，有許多數(shù)字接收器， 天線的每個(gè)輻射元件上都有一個(gè)自己的接收器。下變頻至中頻并將信號數(shù)字化 在每個(gè)單獨(dú)的天線元件（或其中的一小群）上實(shí)現(xiàn)。每個(gè)接收器中的噪聲和信號失真在所有接收器之間是去相關(guān)的。

數(shù)字波束成形處理器中可以形成多個(gè)向各個(gè)方向控制的獨(dú)立波束。數(shù)字波束成形的優(yōu)勢包括：

改進(jìn)的動態(tài)范圍;

控制多個(gè)光束;

更好、更快地控制幅度和相位。

標(biāo)準(zhǔn)化模塊化發(fā)送/接收模塊 （SMTR）

發(fā)送/接收模塊是基于AESA技術(shù)數(shù)字波束成形的關(guān)鍵組件。這些模塊包含發(fā)射器功率放大器的一部分和接收器的一部分 并且可以批量生產(chǎn)，以實(shí)現(xiàn)更好的性價(jià)比。這些模塊可用于各種程序，只需稍作個(gè)別調(diào)整。通過緊湊的設(shè)計(jì)，信號處理過程中的線路損耗很低。例如，標(biāo)準(zhǔn)化的模塊化發(fā)射/接收模塊用于中型擴(kuò)展防空系統(tǒng)的X波段多功能火控雷達(dá) （米茲）， 在德國武裝部隊(duì)地面監(jiān)視雷達(dá)BüR，TerraSAR-X太空雷達(dá)以及歐洲戰(zhàn)斗機(jī)的E-Captor雷達(dá)中。

SMTRM是一種密封覆蓋的電路板，尺寸 長度為64,5毫米，寬度為13,5毫米，高度為4,5毫米。該板包含一個(gè)功率放大器，其形狀為兩個(gè)單片集成電路，饋送不同的相移，一個(gè)鐵氧體環(huán)行器，用于將發(fā)射器/接收器連接到發(fā)射/接收路徑， 單片集成限幅器和低噪聲前置放大器。接收到的信號將被下變頻為中頻。所有電路均采用砷化鎵（GaAs）半導(dǎo)體技術(shù)進(jìn)行。

波束成形處理器

這種同時(shí)組織各種天線模式的能力只有成為可能 采用數(shù)字接收器技術(shù) 因?yàn)橹挥袛?shù)字信號可以復(fù)制任意次數(shù)而不會丟失。實(shí)際上，接收到的信號被轉(zhuǎn)換為中頻，然后立即數(shù)字化。當(dāng)IF為75 MHz時(shí)，模數(shù)轉(zhuǎn)換器需要100 MHz的采樣頻率。

圖4顯示了典型波束成形處理器的框圖。相控陣天線的每個(gè)天線都有自己的接收通道 其次是自己的模數(shù)轉(zhuǎn)換器和數(shù)字下變頻器（DDC）。為了正確求和，有一個(gè)特殊的橫向?yàn)V波器 這均衡了頻率響應(yīng)并校正了該接收通道中的單個(gè)傳播延遲。這種橫向?yàn)V波器也稱為有限脈沖響應(yīng)濾波器（FIR）。它被調(diào)諧到一個(gè)特殊的自動校準(zhǔn)程序。對于此校準(zhǔn)，已知的RF測試信號將被饋入接收器通道， 它要么是在整個(gè)帶寬上調(diào)制的線性頻率），要么是具有已知幅度的白噪聲。該濾波器中還制作了抑制旁瓣所需的權(quán)重。接收通道的所有模數(shù)轉(zhuǎn)換器的數(shù)據(jù)都以復(fù)數(shù)形式饋送 （I&Q）信號通過任何求和級的移相器級。求和級數(shù)決定了可能同時(shí)接收的天線波束的數(shù)量。在圖中，假定求和級數(shù)為 100。

提高靈敏度

每個(gè)單獨(dú)的接收通道都有一個(gè)可比的信噪比（SNR） 使用模擬波束成形到雷達(dá)接收器中的接收路徑。然而，噪聲是一個(gè)混沌的過程，必須在兩個(gè)接收通道中有所不同。因此，兩個(gè)不同接收器中的單個(gè)噪聲峰值不太可能相同， 雖然這不能完全排除。

因此，如果兩個(gè)接收通道在相位上相加，則回波信號總和為更大的脈沖， 但是噪聲是去相關(guān)的，相位和幅度不匹配。因此，噪聲的總和不能與回波信號相同。即使有兩個(gè)接收通道的總和，這也將信噪比提高了約2 dB， 導(dǎo)致使用數(shù)字波束成形的雷達(dá)靈敏度更高。在 37 個(gè)接收模塊的配置中（如雷神公司的可擴(kuò)展防空和導(dǎo)彈防御雷達(dá) AMDR）， 這導(dǎo)致在實(shí)踐中靈敏度提高約15 dB。

現(xiàn)代雷達(dá)以數(shù)字方式執(zhí)行幾乎所有所需的信號處理。最常用的數(shù)字信號處理技術(shù)是快速傅里葉變換（FFT）。在雷達(dá)數(shù)據(jù)路徑中，該算法用于波束成形、脈沖壓縮和多普勒處理等領(lǐng)域。首先，下面簡要介紹FFT。

快速傅里葉變換

FFT技術(shù)只是離散傅里葉變換（DFT）的高度優(yōu)化實(shí)現(xiàn)。FFT和DFT產(chǎn)生相同的結(jié)果，但與DFT相比，F(xiàn)FT需要的計(jì)算工作量很小。

離散傅里葉變換

DFT是對采樣數(shù)據(jù)（信號）的輸入序列的轉(zhuǎn)換，產(chǎn)生該采樣數(shù)據(jù)序列的頻率內(nèi)容或頻譜表示。這將給出信號在頻域中的表示。

逆離散傅里葉變換

還有一個(gè)逆離散傅里葉變換（IDFT）和一個(gè)逆快速傅里葉變換（IFFT）。同樣，IFFT只是IDFT的優(yōu)化形式。它們都根據(jù)頻域信息計(jì)算信號的時(shí)域表示。使用這些變換，可以在時(shí)域信號和頻域頻譜表示之間來回切換。

DFT在長度為N的復(fù)輸入數(shù)據(jù)序列“xi”上執(zhí)行。要使用計(jì)算效率更高的FFT，N的長度必須為2 n，其中n是任何正整數(shù)。小于此長度的長度可以零擴(kuò)展到下一個(gè) 2n 長度。復(fù)數(shù)輸出序列 “Xk” 的長度也是 2n。DFT將采樣時(shí)域信號（xi）轉(zhuǎn)換為采樣頻域（Xk）頻譜表示。因此，它不是從 –π 到 π 連續(xù)計(jì)算采樣頻率 ω，而是在 2π 的間隔內(nèi)在 N 個(gè)等距點(diǎn)進(jìn)行計(jì)算。索引 i 和 k 都將從 0 運(yùn)行到 N -1。

DFT 和 IDFT 變換方程

DFT 和 IDFT 方程都是 N 個(gè)復(fù)指數(shù)的總和。如下所示，這些等式似乎非常相似：

直觀地說，DFT的作用是將輸入數(shù)據(jù)樣本與N個(gè)等間距的頻率信號相關(guān)聯(lián)。頻域表示 Xk 只是這些相關(guān)性中每個(gè)在幅度和相位上的權(quán)重。如果輸入信號不存在任何特定頻率，則生成的相關(guān)性將為零，并且該頻率的Xk值為零。因此，Xk的值給出了信號中每個(gè)頻率分量的幅度和相位。

DFT vs. IDFT

DFT 和 IDFT 方程中的唯一區(qū)別是 DFT 方程指數(shù)上的負(fù)號和 IDFT 方程的因子 1/N。請注意，DFT方程使用每個(gè)時(shí)域樣本來計(jì)算每個(gè)頻域樣本。IDFT方程要求使用每個(gè)頻域樣本來計(jì)算每個(gè)時(shí)域樣本。

因此，要計(jì)算任一變換的單個(gè)樣本，需要 N 個(gè)復(fù)數(shù)乘法和加法。要計(jì)算整個(gè)轉(zhuǎn)換，需要計(jì)算 N 個(gè)樣本，總共 N 個(gè) 2 次乘法和加法。FFT的計(jì)算效率要高得多，如表1所示。例如，使用 1024 點(diǎn)序列，只需 DFT 所需工作量的 1% 即可計(jì)算 FFT。

表 1.FFT 和 DFT 計(jì)算工作

同樣，Xk 的值表示每個(gè)頻率點(diǎn)的信號能量量，在采樣頻譜上相等間隔。由于是一個(gè)復(fù)數(shù)，它提供了每個(gè)頻率分量的幅度和相位。頻譜中的這些點(diǎn)通常稱為頻箱。隨著N變大，頻譜被分成更多的箱，頻率間隔更近，提供更精細(xì)的頻率區(qū)分。

什么是波束成形？波束成形是一種數(shù)字技術(shù)，可將雷達(dá)發(fā)射器和接收器聚焦在特定方向上。側(cè)向方向通常稱為方位角，上下方向稱為仰角。波束成形可用于將雷達(dá)聚焦在方位角和高程上。早期的機(jī)載雷達(dá)以及許多地面和海軍雷達(dá)使用圖1所示的更熟悉的拋物面型天線。拋物線形狀將接收和發(fā)射能量集中在天線方向上。天線可以旋轉(zhuǎn)以向所有方向搜索或瞄準(zhǔn)感興趣的方位角和仰角。

有源電子掃描陣列 （AESA）

為了搜索感興趣的區(qū)域，天線必須機(jī)械地瞄準(zhǔn)或旋轉(zhuǎn)，以將其波束引導(dǎo)到所需的方向。在許多軍事應(yīng)用中，此功能通常使用有源電子掃描陣列（AESA）以電子方式執(zhí)行，AESA是一種電子可控天線。這允許非?？焖俚剞D(zhuǎn)向雷達(dá)波束，這對于軍用機(jī)載雷達(dá)特別有用。這種技術(shù)被稱為“波束成形”，它參考了主天線瓣或波束的電子轉(zhuǎn)向。

AESA 由許多小天線或單個(gè)元件構(gòu)建而成。每個(gè)天線元件都有一個(gè)發(fā)射模塊和一個(gè)接收模塊。因此，每個(gè)元件可以單獨(dú)改變接收和發(fā)送信號的相位和幅度。這些變化，特別是在相位上，提供了天線波束在方位角和仰角上的可控方向性。只有當(dāng)接收信號同相到達(dá)所有天線元件時(shí)，才會接收到最大信號。這提供了將天線的主瓣“瞄準(zhǔn)”到所需方向的能力。該過程是相互的，這意味著接收和發(fā)射上將存在相同的天線瓣模式（假設(shè)接收和發(fā)送的頻率相同）。

每個(gè)天線元件必須具有延遲或相位調(diào)整，以便在此調(diào)整之后，所有元件都將具有共同的信號相位。如果角度θ = 0，則所有元件將同時(shí)接收信號，無需相位調(diào)整。在非零角度下，每個(gè)元件都有一個(gè)延遲，以提供跨天線陣列的波前對齊，如圖2所示。一旦每個(gè)天線元件輸入通過公共時(shí)鐘和本振器下變頻為基帶，每個(gè)天線輸入都會延遲正確的量，以便從給定方向到達(dá)的波前對齊。這種延遲可以通過相位旋轉(zhuǎn)或乘以 W i =e jθ i 以數(shù)字方式實(shí)現(xiàn)。為了更好地控制旁瓣，還可以通過使用 W i = ai ·ejθ i.通過自適應(yīng)地改變每個(gè)天線輸入的Wi，可以實(shí)現(xiàn)波束成形。

傳輸方向以相同的方式工作。優(yōu)點(diǎn)是非?？焖俚霓D(zhuǎn)向，可以快速搜索和跟蹤物體?？梢韵龣C(jī)械運(yùn)動和電機(jī)。使用一種稱為“l(fā)obing”的技術(shù);雷達(dá)波束可以在目標(biāo)的兩側(cè)快速轉(zhuǎn)向。通過注意更強(qiáng)的回報(bào)在哪里，可以更準(zhǔn)確地跟蹤目標(biāo)運(yùn)動。

FFT 波束成形

數(shù)字波束成形也可用于其他用途。在某些系統(tǒng)中，需要同時(shí)在不同方向上接收和傳輸單獨(dú)的信號。這可以通過使用FFT算法來實(shí)現(xiàn)。通常，F(xiàn)FT用于獲取時(shí)域信號并將其分離成不同的頻率分量。在這種情況下，F(xiàn)FT會將輸入信號分成不同的空間分量或到達(dá)角分量。輸入信號由FFT分類到對應(yīng)于不同到達(dá)角的箱中，如圖3所示。類似地，在發(fā)射方向上，饋入每個(gè)FFT bin輸入的信號將沿特定方向傳輸，對應(yīng)于特定的天線瓣。如果FFT箱的輸入為零，則不會在該方向上傳輸能量;發(fā)射瓣將“丟失”。

波束成形的FFT方法在計(jì)算上非常有效，允許同時(shí)接收和發(fā)送多個(gè)方向信號。這在必須同時(shí)跟蹤多個(gè)目標(biāo)的多模雷達(dá)中可能是一項(xiàng)非常有用的功能。然而，N天線波束的間距和方向是固定的，并且在方向上相等，距離天線陣列超過180度。為了與FFT的特性保持一致，任何給定天線波束的峰值正好位于所有相鄰天線波束的旁瓣的零點(diǎn)上。這種特征被稱為正交性。

脈沖壓縮

接收處理的后續(xù)步驟通常是脈沖壓縮和多普勒處理。脈沖壓縮只是將接收信號與發(fā)射的脈沖形狀進(jìn)行匹配的濾波或?yàn)V波。當(dāng)接收信號與發(fā)射信號完全匹配時(shí)，這種類型的濾波給出最大的響應(yīng)，表明它確實(shí)是發(fā)射脈沖的反射和延遲版本（也稱為自相關(guān)）。脈沖壓縮和多普勒處理的順序可以互換，但這里假設(shè)脈沖壓縮首先發(fā)生，多普勒處理后發(fā)生。

在圖4中，脈沖壓縮被描述為在每個(gè)PRF間隔的接收樣本上執(zhí)行的FIR濾波器。例如，假設(shè)雷達(dá)以 100 MHz 的頻率采樣，PRF 為 10 kHz。對于每個(gè)PRF，每個(gè)垂直箱中接收10,000個(gè)復(fù)雜樣品。然后，每個(gè)樣品箱通過匹配的過濾器。當(dāng)接收到發(fā)射脈沖的反射時(shí)，這些反射將在匹配濾波器的輸出中引起響應(yīng)。

發(fā)射脈沖通常采用偽隨機(jī)序列，可能使用相位或頻率變化進(jìn)行調(diào)制。偽隨機(jī)或 PN 序列被設(shè)計(jì)為具有很強(qiáng)的自相關(guān)特性。這意味著匹配濾波器只有在接收脈沖精確匹配時(shí)才會產(chǎn)生輸出，從而可以以同樣精確的方式確定接收脈沖的到達(dá)時(shí)間。與PN序列相關(guān)或匹配也傾向于為發(fā)射脈沖以外的任何其他信號或噪聲產(chǎn)生非常低的輸出。不同的雷達(dá)應(yīng)用和模式需要不同的發(fā)射波形，這本身就是一個(gè)相當(dāng)大的主題。

匹配濾波器FIR功能可以在頻域中實(shí)現(xiàn)。在這種情況下，通過FFT處理接收數(shù)據(jù)獲得接收信號頻譜。然后將發(fā)射脈沖的頻譜屏蔽到接收信號的頻率響應(yīng)上。當(dāng)兩者匹配時(shí)，最大的反應(yīng)會發(fā)生。然后使用IFFT將結(jié)果轉(zhuǎn)換回時(shí)域，然后進(jìn)行多普勒處理。這似乎是一個(gè)復(fù)雜的替代方案，但FFT算法非常高效，因此該方法的計(jì)算量可能低于FIR濾波。

多普勒處理

在本系列雷達(dá)基礎(chǔ)知識的第 2 部分中，討論了多普勒處理。在圖5中，多普勒處理描繪了整個(gè)雷達(dá)數(shù)據(jù)陣列。數(shù)據(jù)列對應(yīng)于每個(gè)PRF接收數(shù)據(jù)緩沖區(qū)的脈沖壓縮濾波。

相干處理間隔 （CPI）

N 列數(shù)是相干處理間隔 （CPI） 中的傳輸脈沖數(shù)。回想一下，所有雷達(dá)數(shù)據(jù)都很復(fù)雜，具有幅度和相位。CPI 與整個(gè)陣列中數(shù)據(jù)之間的相位關(guān)系有關(guān)。隨著時(shí)間的推移，RF和數(shù)字電路中使用的時(shí)鐘電路、數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器和鎖相環(huán)中的輕微時(shí)鐘漂移和抖動會導(dǎo)致樣本之間的相對相移。對于機(jī)載或車載雷達(dá)，雷達(dá)的移動也會干擾相位關(guān)系。接收數(shù)據(jù)樣本經(jīng)過的時(shí)間越長，相對相位退化的可能性就越大。此外，任何雷達(dá)頻率模式變化或PRF變化都可能導(dǎo)致相位不連續(xù)。CPI是這些相位差攜帶有用信息或相干的時(shí)間間隔的度量，因此可用于頻域處理，例如多普勒處理。它通常延伸到多個(gè)PRF時(shí)間段。

請注意，從脈沖壓縮處理接收到的樣本輸出將加載到每個(gè) PRF 的列中。多普勒處理跨行或跨 N 個(gè) PRF 進(jìn)行。必須在一段時(shí)間內(nèi)收集數(shù)據(jù)，在該時(shí)間間隔內(nèi)，數(shù)據(jù)可以被視為連貫的或在 CPI 范圍內(nèi)。

圖5.多普勒處理“轉(zhuǎn)角”

這種數(shù)據(jù)流在雷達(dá)方言中被稱為“轉(zhuǎn)彎”，因?yàn)閿?shù)據(jù)垂直進(jìn)入，水平出來或轉(zhuǎn)彎。此處理要求在執(zhí)行任何多普勒處理之前，陣列中存在所有數(shù)據(jù)。數(shù)據(jù)量可能非常大，對于高性能雷達(dá)處理，需要以非常低的延遲進(jìn)行訪問。這要么需要非常高的片上存儲器資源，要么需要非常低的延遲、快速隨機(jī)存取外部存儲器陣列以及高性能存儲器訪問控制器。由于數(shù)據(jù)以列為單位，分行讀取，讀取和寫入訪問不能都是順序的，因此很難滿足傳統(tǒng)緩存和DDR內(nèi)存芯片的低延遲要求。

雷達(dá)處理要求可能相當(dāng)高。接收器需要連續(xù)、實(shí)時(shí)地處理輸入數(shù)據(jù)。幸運(yùn)的是，其中大部分都可以使用并行處理結(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn)。波束成形就是一個(gè)例子。AESA天線中可能有數(shù)百甚至數(shù)千個(gè)單獨(dú)的接收/發(fā)送單元。天線可以在多個(gè)方向上跟蹤目標(biāo)，需要對每個(gè)方向進(jìn)行單獨(dú)處理。處理必須在兩個(gè)維度上執(zhí)行，包括時(shí)間（脈沖壓縮）和頻率（多普勒）。此外，在本雷達(dá)基礎(chǔ)系列的第#4部分中，如何在空時(shí)自適應(yīng)處理（STAP）中添加額外的處理維度，即空間，這將導(dǎo)致數(shù)字信號處理要求的進(jìn)一步急劇增加。

數(shù)值精度問題

雷達(dá)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)非常具有挑戰(zhàn)性，部分原因是所涉及的信號的動態(tài)范圍。回到雷達(dá)距離方程，接收器處的信號電平與到目標(biāo)距離的四次方成正比。雷達(dá)接收器所需的靈敏度水平遠(yuǎn)比任何無線通信系統(tǒng)都苛刻。同時(shí)，雷達(dá)接收機(jī)必須應(yīng)對由于雜波、干擾、干擾、近距離目標(biāo)甚至發(fā)射器本身而可能非常高的接收信號電平。

這需要高數(shù)值保真度的數(shù)字信號處理技術(shù)。為了在潛在的極低信號電平和高干擾水平下實(shí)現(xiàn)適當(dāng)?shù)南到y(tǒng)性能，數(shù)字處理期間引入的量化噪聲電平必須遠(yuǎn)低于接收器本底噪聲。并且，大的不需要的信號必須與非常小的期望接收信號同時(shí)表示。這意味著必須保持?jǐn)?shù)據(jù)路徑的高精度和高動態(tài)范圍。

定點(diǎn)精度和動態(tài)范圍由位寬定義。動態(tài)范圍是位數(shù)的 6 倍。例如，16 位寬度提供 96 dB 的動態(tài)范圍。這聽起來可能很多，但信號必須具有保護(hù)位以確保沒有溢出，并且小信號可能比干擾信號低 100 dB 或更高。為了進(jìn)行合理的檢測，所需信號在到達(dá)檢測處理時(shí)需要高于干擾和噪聲30 dB或更高。保持足夠的信噪比可能很困難。在處理的每個(gè)階段之后，都需要調(diào)整信號電平以保持在定點(diǎn)位寬內(nèi)。此外，考慮FFT算法。在時(shí)域和頻域之間轉(zhuǎn)換的過程中，所需的位寬會增加，對于2 n大小的數(shù)據(jù)長度，通常為n位。

大多數(shù)以16位字長工作的處理器和數(shù)字信號處理器（DSP）不足以滿足雷達(dá)處理的許多方面。另一種選擇是使用浮點(diǎn)處理器。對于單精度浮點(diǎn)數(shù)，24位尾數(shù)（包括符號位）可提供144 dB。浮點(diǎn)指數(shù)（8 位）允許這個(gè) 144 dB 范圍在每次操作時(shí)自動調(diào)整或“浮動”到信號電平，從而提供巨大的動態(tài)范圍。然而，雷達(dá)系統(tǒng)中常見的浮點(diǎn)處理器，如ADI公司的Tigersharc或飛思卡爾的PowerPC，處理能力有限。較新的處理器體系結(jié)構(gòu)提供更高級別的浮點(diǎn)處理能力，主要是通過使用許多內(nèi)核。權(quán)衡是開發(fā)環(huán)境更加困難，需要復(fù)雜的數(shù)據(jù)流管理，并且消除各種功能之間的數(shù)據(jù)依賴關(guān)系，以便在多個(gè)處理器之間進(jìn)行分區(qū)而不會停滯不前。在這些架構(gòu)中，功耗也可能是一個(gè)挑戰(zhàn)。

現(xiàn)場可編程門陣列

現(xiàn)場可編程門陣列 （FPGA）?提供了一種替代數(shù)字信號處理平臺。通常，F(xiàn)PGA用于前端雷達(dá)處理，例如波束成形和脈沖壓縮。對于高吞吐量，F(xiàn)PGA 的并行結(jié)構(gòu)比處理器具有巨大的優(yōu)勢。十多年前，F(xiàn)PGA 行業(yè)對 18 位 DSP 結(jié)構(gòu)進(jìn)行了標(biāo)準(zhǔn)化。這是對大多數(shù)處理器架構(gòu)提供的 16 位定點(diǎn)精度的改進(jìn)。

FPGA 供應(yīng)商賽靈思后來采用 DSP18E 架構(gòu)（因其 25 位累加器而得名）對 48×48 尺寸乘法器進(jìn)行了標(biāo)準(zhǔn)化。這是為了更好地支持FFT，如上所述，位增長發(fā)生在數(shù)據(jù)路徑中。抖動因子或系數(shù)保持在 18 位，而 18 位數(shù)據(jù)可以再增長 7 位，達(dá)到 25 位。FPGA供應(yīng)商Altera以18×36乘法模式進(jìn)行反擊。最新的創(chuàng)新發(fā)生在Altera的28nm Stratix V FPGA上，它提供了一種新的可變精度DSP架構(gòu)。此體系結(jié)構(gòu)本機(jī)支持 18×18、18×36 和 27×27 精密乘法器，均具有 64 位累加器。它支持FIR濾波器、相關(guān)器、累加器和FFT的更高精度定點(diǎn)處理，還包括專為定點(diǎn)FFT設(shè)計(jì)的高效18×25復(fù)乘法模式。18×25 復(fù)數(shù)模式只需三個(gè)乘法器，而不是通常需要的四個(gè)乘法器，方法是利用內(nèi)置的前加器和后加器。

FPGA最近的另一項(xiàng)創(chuàng)新是高性能浮點(diǎn)支持，使FPGA并行硬件架構(gòu)優(yōu)勢能夠用于需要浮點(diǎn)動態(tài)范圍的應(yīng)用，例如雷達(dá)處理?，F(xiàn)在可從Altera獲得，使用可變精度DSP硬件架構(gòu)和稱為“融合數(shù)據(jù)路徑”的新浮點(diǎn)工具流。

表 2 顯示了 1024 個(gè)單精度復(fù)浮點(diǎn) FFT（每個(gè) <> 個(gè)點(diǎn)）的性能和資源使用情況，這些 FFT 使用 Altera FFT Megacore IP（采用“融合數(shù)據(jù)路徑”技術(shù)）構(gòu)建。本例表明，F(xiàn)PGA現(xiàn)在可以在高密度FPGA中實(shí)現(xiàn)大型浮點(diǎn)設(shè)計(jì)。此外，這是完整的浮點(diǎn)數(shù)，而不是“塊”浮點(diǎn)數(shù)。塊浮點(diǎn)對FPGA的完整輸入數(shù)據(jù)集和輸出數(shù)據(jù)集使用通用指數(shù)，可以縮放數(shù)據(jù)樣本組，但不能提供高動態(tài)范圍。這是因?yàn)榉浅Ｐ〉臄?shù)據(jù)值必須使用最大數(shù)據(jù)值的指數(shù)，這意味著它們無法正確表示。塊浮點(diǎn)會導(dǎo)致許多與定點(diǎn)相同的數(shù)值問題。

結(jié)論

研究時(shí)空自適應(yīng)處理 （STAP） 雷達(dá)處理。這類算法提供了超越多普勒雷達(dá)處理的能力，但處理要求極高，對浮點(diǎn)的動態(tài)范圍也有要求。

直到最近，由于這些極端的處理要求，只有最先進(jìn)的計(jì)算機(jī)類型才能實(shí)現(xiàn)這種類型的算法。然而，現(xiàn)在FPGA可以提供所需的性能水平的復(fù)雜浮點(diǎn)處理。如將要顯示的，STAP需要處理能力，以便在一毫秒內(nèi)反轉(zhuǎn)包含100,000個(gè)或更多元素的矩陣。

編輯：黃飛

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