[組圖]32W混合式音頻功率放大器

本文將電子管EL34和晶體管(運放)巧妙地組合起來，結(jié)果獲得了出乎意料和高性能。這個32W的功率放大器，其滿功率帶寬為5Hz至55kHz，在lkHz、20W時，其失真僅為0．07％。

    不可否認，半導(dǎo)體工藝在過去一段時期內(nèi)已取得長足的進步，但仍有許多音響發(fā)燒友堅持認為電子管聲音性能更佳。

    盡管電子管需要單獨的燈絲加熱電源，還需要高壓供電，但與固態(tài)器件相比，電子管仍有許多長處是其半導(dǎo)體對手所不具備的。因此，發(fā)燒友至今仍對膽機情有獨鐘是完全可理解的，為什么要用電子管呢?

    首先，電子管容易激勵。在低頻段，電子管柵一陰間的阻抗高達100Mfl，而且不象VMOS那樣有大并聯(lián)電容。同時，電子管的一致性好，同一批產(chǎn)品，電子管樣品間的匹配比晶體管好得多。因此，用電子管來制作AB類放大輸出級，可能比用等效的固態(tài)器件遠為線性。由此可以斷言，電子管在近期內(nèi)決不會消失，尤其在音響領(lǐng)域。

    出于一種探索心理，我們用一對以前曾得到廣泛使用的電子管EL34，并由固態(tài)電路來驅(qū)動。

    我們認為用EL34作為輸出電子管是一種最佳選擇，其理由是：首先，EL34有高達25W的板極耗散。同時，可以安插在較為便宜的標準八腳鎖緊管座上。至于所以采用固態(tài)驅(qū)動器，則在閱讀本文的過程中會逐漸了解的?，F(xiàn)在讓我們首先研究有關(guān)輸出級的基本情況。

    電子管輸出級的最簡形式為單端A類三級管放大器，如圖1a)所示。因為電子管具有有限的容性電流及相當大的內(nèi)阻，因此，板極驅(qū)動電壓通過一個阻抗匹配變壓器直接加到揚聲器上。這類系統(tǒng)工作狀態(tài)良好，但其理論上的最大效率僅為50％。通常因為板極特性的限制，其實際效率大都在25％左右。這樣看來，單端三極管輸出級似乎已成為昨日黃花。但是，音響發(fā)燒友又將它起死回生。如果你經(jīng)濟寬裕而又有興趣的話，可以化大價錢購置一個特制的三極電子管放大器，在英國需要30，000英磅。 
 　 
　  電子管輸出級 
 　 
　     一般的電子管輸出級示于圖1b，為簡化計，電子管均表示為三極管。輸出從電子管的板極饋至輸出變壓器的初級。初級繞組的中心抽頭接至正電源。

    當同相和反相輸入信號加至電子管的柵極時，即獲得推挽作用。對于固態(tài)器件，這種工作類型取決于偏置電流。

    推挽級通常具有抵銷偶次諧波和增大輸出功率的優(yōu)點。此外，尚可消除板極上的噪聲電壓，抑制大功率電源的紋波。

    在這類電路中使用EL34，加上適當?shù)母唠妷?，可以獲得20～50W的功率輸出。但是，電子管輸出級的主要設(shè)計任務(wù)在于輸出變壓器，特別是保證良好的頻響，更有賴于輸出變壓器的精心設(shè)計。

    實際的變壓器與理論模型的區(qū)。別，在于前者需要考慮使初級電感足夠大，以獲得良好的低頻響應(yīng)。類似地，在頻段高端，漏感和繞組電容限制了高頻響應(yīng)。
   
 　 

　   　 
　      一個實際變壓器的電路模型示于圖2，其中，圖2a為低頻等效電路，圖2中各元件為：r1是初級電阻，L1為初級漏感，r2為次級電阻，L2為等效次級漏感，R0為等效鐵耗電阻，L0為初級電感，C1和C2為初級和次級的等效集中電容，Cw為匝間電容，RL為次級負載。這里初級電感和電子管的板極阻抗構(gòu)成一高通濾波器。顯然，初級電感越大，低頻響應(yīng)越好。圖2a中的Rp板極電阻，Rw為繞組電阻，L0初級電感，RL為次級負載乘以圈數(shù)比的平方。

    圖2b所示為變壓器的高頻等效電路。在高頻段，初級電感足夠大，對頻響無影響，但是，漏感Lk繞線電容C共同構(gòu)成一個二階低通濾波器。

    漏感和繞組電容均取決于變壓器的結(jié)構(gòu)方式。為了減少這兩個因素對頻響的影響，變壓器的繞組通常采用分段繞法+從等效電路可以明顯看出，為了得到良好的高頻響應(yīng)，漏感必須力求最小。

    當板極電阻給定，而在計算所需初級電感量時，可以看到，板極電阻越低，所需初級電感量也急劇降低。事實上，如果輸出阻抗可以做到零，則所需的初級電感也可以為零。類似地，可以證明，變壓器引入的失真，在很大程度上也取決于板極電阻，如能實現(xiàn)零阻抗驅(qū)動，則失真也降為零。

    所以在一個裝置中優(yōu)先采用三極管輸出級，是因為三極電子管比五極管的板極阻抗低。因此，對于給定的低頻響應(yīng)，三極管的輸出變壓器所必須的初級電感也可以較低。大多數(shù)實際設(shè)計都采用深度負反饋來降低有效的板極電阻。

    通常，反饋取自變壓器的輸出繞組，即在反饋環(huán)內(nèi)包括有次級繞組。但是，由于輸出變壓器具有電抗元件，以這種方式可以引入的反饋量通常都有嚴格限制，以免引起寄生振蕩。
     
 　 

　   　 
　   　 
　     解決這個問題的最佳路徑是采用陰極輸出級，如圖3所示。此電路與固態(tài)電路中大家所熟悉的射極輸出器具有類似功能。其電壓增益總是小于1，但其輸出阻抗比通常陰極接地的三極管放大器要小得多。而失真通常也小一個數(shù)量級。

    由于上述限制，使陰極輸出器更多的用于實驗室場合，因為驅(qū)動此類電路幾乎需要在高壓所允許的范圍內(nèi)給出雙倍的信號振幅，但是，在開發(fā)下面介紹的實用電路之前，曾試驗過推挽陰極輸出器，由一個級間變壓器(inte—stagtransformer)來驅(qū)動。不過，另外有一種辦法可以產(chǎn)生陰極輸出器同樣的效果，它具有一般電子管輸出級的全部優(yōu)點而很少副作用。此電路是跨導(dǎo)(transcon—ductance)放大器和跨阻(transresistance)放大器的合并，如圖4所示。
 　 

　   　 
　      很難理解，為什么這種別致的電路未曾得到廣泛使用。因為此類電路用少量元件即可得到很好的性能。圖4a所示為工作方式有如普通虛擬接地放大器的跨阻放大器。

    如果開環(huán)增益很高，則閉環(huán)性能由R1與R2之比來確定。如果R1由一恒流源來替代，則得圖4b，此放大器在其反相端可“看到”100％的負反饋，其電壓增益為零。

    用一跨導(dǎo)放大器來代替恒流源，則放大器的輸出為IKl，由跨阻級產(chǎn)生的失真很小，因為反饋系數(shù)p(信號反饋比)幾乎為1。因為跨導(dǎo)放大器也可以做成單位增益，從而可得到個性能優(yōu)良的電路。

    在目前的電路中，跨阻放大器由一電子管來構(gòu)成。而TL072運放反饋環(huán)中的晶體管則是跨導(dǎo)放大器的基礎(chǔ)。在整個音頻頻段，此電路給出的輸出阻抗大于10MI。所需的電壓增益可以通過改變跨導(dǎo)比R2來獲得，而跨導(dǎo)放大器和跨阻放大器的電壓增益均為1。從驅(qū)動電路來的、平衡良好的推挽輸出還需要驅(qū)動推挽輸出級。為此，可以將運放的反相輸入端經(jīng)一電阻和隔直流電容而方便地獲得對推挽輸出級的驅(qū)動。

     圖4總括說明了整個設(shè)計思路，圖4a為普通工作的虛擬電路的跨阻抗放大器，圖4b為用恒定電流源替代電阻R2的電路，其反相輸入端上有100％的負反饋，電壓增益為零。圖4c為以跨導(dǎo)放大器來替代恒流源的電路，由于反饋系數(shù)p近似為1而使失真很小。圖4d將圖4C轉(zhuǎn)換為有電子管的混合電路。

    有了圖4電路的基礎(chǔ)，現(xiàn)在可以討論圖5所示的混合式放大器的完整電路。輸入信號通過R1饋至A1的同相輸入端，從而設(shè)定了輸入阻抗。運放A1與晶體管Trl共同構(gòu)成一個如前所述的跨導(dǎo)放大器。反饋取自發(fā)射極電阻R3，經(jīng)R2至A1的反相輸入端。電阻R12和R13接至電源一Ve，并為Trl和Tr2提供偏置，以設(shè)定此級的靜態(tài)電流。

    從Trl集電極來的輸出電流饋入R7，而電阻R7構(gòu)成了電子管V1柵極－板極之間的分路。電容C1使電子管的柵極與Trl上的直流電平相隔離。R6使柵極有接地通路。對交流而言，R7和R6構(gòu)成Trl的并聯(lián)負載。由于電子管的增益，使此阻抗大減，約為原值的九分之一。

    輸出級的偏置由R10供給，C3為交流旁路電容，而屏柵極則由R14和R15偏置。

    此電路的左右兩半是相同的。分相作用是通過由電阻R11和隔直流電容C4共同對A1和A2反相輸入端的耦合來實現(xiàn)的，這就導(dǎo)致在Trl和Tr2的發(fā)射極上出現(xiàn)二個相位相反、幅度相等的二個信號來驅(qū)動輸出級。

    從V1和V2來的輸出電壓加到Tl的初級線圈上，而高壓則通過T1初級的中心抽頭加到電子管上。音頻輸出信號取自Tl的次級線圈而加到揚聲器上。電阻R16保證在未加適當負載時，輸出級不致失控。

    因為在電路內(nèi)加有很深的負反饋，因此，無需通過輸出變壓器再引入過量反饋。但是，在做實驗時，反饋可以取自輸出變壓器的輸出側(cè)，而引至A2的同相輸入端。如果這樣進行實驗，則R11之值應(yīng)減小，以增大開環(huán)增益。
 　 
　   　 
　 高壓電源 
 　 
　     此電路的電源是常用的一般形式，T2的高壓次級為280V，經(jīng)BRl全波整流，再經(jīng)C5和C6的并聯(lián)組合進行平滑濾波。C5和C6的組合抑制了紋波，其上存貯有巨大的能量——約68焦耳。這樣，即使在負載情況十分惡劣時，也有助于保持電源穩(wěn)定。
    供給運放電路的電源取自T2的燈絲次級。對于立體聲放大器，每通道至少需要6V、3A。一個6—0—6V、50VA的變壓器就足夠了。

    次級串聯(lián)，D1和D2倍壓，以提供2個直流電壓，并由C7和C8平滑濾波。燈絲串聯(lián)后加至12伏電源上，如電路圖所示。因為此放大器完全處于平衡工作方式，有效地抑制了紋波，故使電源設(shè)計得以簡化。 
 　 
　 制作  　 

　     此設(shè)計的制作并不復(fù)雜，樣機使用了一般的機箱和底板。對于燈絲的接線，可用5A的揚聲器電纜。燈絲接線應(yīng)盡量靠近底板，但并不要象在低電平電子管電路中那樣進行雙股對絞。

    在電容器C5、C6以及所有高壓線路上，均加有致命的高壓，而在電源變壓器的初級則加有市電。電源一開，由EL34等構(gòu)成的放大器即進入工作狀態(tài)，在電源再次關(guān)斷前，應(yīng)保證燈絲加熱。只要電子管接在電路中并導(dǎo)通，則在斷電后，去耦電容將迅速放電。如果電子管未插入管座，高壓就將維持{艮長時間，可能是幾小時或幾天。

    此放大器無需調(diào)整。只要保證接線正確，此電路一開始就能正常工作。 
 　 
　 結(jié)論
  　 
　     我們在此所做的努力值得嗎?是的，值得。此樣機給出的連續(xù)功率為每通道32W，滿功率帶寬為5Hz至55KHz，一3dB。在1KHz和20W輸出時測得的失真為0．07％，輸出阻抗僅為0．6Ω——遠低于電子管放大器的標準值。

    不但如此，此放大器還能勝任對惡劣負載的激勵，并可以經(jīng)受輸出端被短路而不會造成損害。 
 　 
　 元件清單  　 
　 
電阻：除有說明外，均為1％、2．5W金屬膜電阻

R1    56K   
R2／5    10K   
R3／4    1K8   
R6／9    60K    
R12／13    68K    
R7／8    220K    
R10    470K，3W線繞    
R11    6K8    
R14／15    470K，lW   
R16    1K，1W    

電容

Cl，2     100nF，1000V  WKG聚丙烯電容    
C3    100μF，100V    
C4    220pF，25V   
C5、6    470μF，400V   
C7、8    1000μF，63V   

有源器件

A1／A2    TL072    
V1／V2      EL34    
Trl，2    2SC2547E    
D1，2    1N4001   
BRl    W08    

變壓器

T1  輸出變壓器20：1匝數(shù)比，中心抽頭。初級電感＞8H，漏感<10mH。

T2  電源變壓器，初級220V，次級280V，700mA，次級6—0—6V，4A