基于LLC半橋諧振的LED高效率恒流驅動電源設計

1 引言

半導體照明作為21 世紀的新型光源，具有節(jié)能、環(huán)保、壽命長、易維護等優(yōu)點。用大功率高亮度發(fā)光二極管（LED）取代白熾燈、熒光燈等傳統(tǒng)照明光源已是大勢所趨。由于LED 自身特性，必須采用恒流源為其供電。因此，高效率恒流驅動電源的設計成為LED 應用中一個重要研究對象。LLC半橋諧振變換器以其高效率、高功率密度等優(yōu)點成為現(xiàn)今倍受青睞的熱門拓撲， 但一般用于恒壓輸出場合，傳統(tǒng)LLC 被認為不適合應用于寬范圍恒流輸出。此處提出一種半橋LLC 新的設計方法，使其在寬范圍恒流輸出場合依然保持高效率。

因此，LLC 可作為LED 驅動的很好的拓撲選擇。

2 恒流LLC 諧振變流器的設計方法

2.1 半橋LLC 變換電路概述

半橋LLC 諧振變流器電路原理如圖1 所示。

兩個占空比為0.5 互補驅動的開關管VS1，VS2 構成半橋結構，諧振電感Lr、諧振電容Cr 和變壓器的勵磁電感Lm 構成LLC 諧振網(wǎng)絡，變壓器次級由整流二極管VD1~VD4 構成全橋整流電路。

圖1 半橋LLC 諧振變流器電路拓撲

半橋LLC 變流器有兩個諧振頻率。當變壓器初級電壓被輸出電壓箝位時，Lm 不參加諧振，Lr和Cr 產生的串聯(lián)諧振頻率為f1;當變壓器不向次級傳遞能量時，Lm 電壓不被箝位，Lm，Lr，Cr 共同參與諧振，構成諧振頻率f2 為：

2.2 直流增益曲線及工作區(qū)間

采用基波近似方法， 可推導出LLC 諧振變流器的直流電壓增益表達式為：

式中：m=Lm/Lr;fn =fs/f1，fs 為開關頻率；Ro 為等效輸出電阻。

圖2 示出半橋LLC 變流器在不同負載情況下的直流增益曲線。LLC 工作在f1（即圖中（1，1）點）時，諧振回路阻抗最小，損耗最低。所以在普通設計中，一般將滿載工作點設計在該點。

圖2 半橋LLC 的直流增益曲線

在圖2 所示3 區(qū)間中， 開關管工作在容性區(qū)域，開關損耗大，所以在任何設計中都應該避免電路工作在此區(qū)域。而2 區(qū)間中，LLC 工作在諧振電流斷續(xù)模式，可同時實現(xiàn)初級開關管ZVS 開通和次級整流管ZCS 關斷，避免反向恢復，所以恒壓輸出的設計中， 一般將所有負載情況下的工作點設計在該區(qū)間中。但是在恒流寬電壓范圍輸出設計中，負載變化大，對應的直流增益變化范圍大， 很難保證全負載范圍內所有的工作點均在ZVS 區(qū)域。并且電路工作在最大增益點和（1，1）點之間的曲線上， 這段曲線增益越小， 越接近諧振點。故僅能將滿載工作點設計在直流增益高，即fs

在圖2 所示1 區(qū)間中，fs>f1，LLC 工作在諧振電流連續(xù)模式，初級開關管可實現(xiàn)ZVS 開通，次級整流管不能實現(xiàn)ZCS 關斷，會有反向恢復過程，但在輸出電流小的情況下影響不大。這一區(qū)間增益曲線斜率較大，直流增益可調的范圍廣，可滿足恒流寬電壓范圍輸出設計的要求。

2.3 恒流寬電壓范圍輸出設計

半橋LLC 的直流增益為：

式中：n 為實際變壓器繞組匝比；Uin，Uo分別為輸入、輸出電壓。

可見，為得到最佳設計點（即諧振點），僅需取期望的變壓器繞組匝比Nnor=Uin /（2Uo）。

由圖2 可見，曲線增益越小，斜率越大。若滿載的工作點設計在諧振點，輸出電壓降至一半（即Gdc 降至0.5）時的工作頻率將達到2 倍諧振頻率以上， 工作頻率范圍很廣。為使工作頻率范圍變窄，可選擇增益曲線斜率大的一段，即Gdc<1.由式（3）及Nnor 計算式可知，若n

圖3 恒流LLC 的工作點

圖3 中，虛線為Uo 在200~100 V 變化時對應的Gdc， 實線為Uo 為200~100 V 時等效負載的增益曲線，Uo 相同時對應的實線和虛線的交點即為電路實際的工作點。在此設計中，Uo 從200~100 V變化時，工作頻率的范圍為1.22f1~2.11f1.

3 參數(shù)分析與優(yōu)化

3.1 f1 選擇

考慮到磁元件的設計， 電路滿載時的工作頻率設計在100 kHz 左右較為理想。為保證半載工作效率，半載頻率不能太高。所以應當選擇增益曲線中斜率較大的一段，即Gdc<1.電路實際的工作頻率始終大于f1，所以應選f1<100 kHz，設計在60~70 kHz 較為合理。

3.2 諧振參數(shù)Cr ， Lr

當f1 一定時，Cr 越小，Lr 越大，Q 越大，增益曲線的斜率越大，故減小Cr 可使半載的工作頻率顯著降低。從提高半載效率的角度考慮，Cr 越小越好，但Cr 越小，其兩端的電壓峰值則越大，要降低Cr 的電壓應力，Cr 應取越大越好。設計中應該折中考慮。Cr 確定后，根據(jù)f1 可計算出Lr 為：

3.3 n ， Lm 的選擇

為使開關頻率的范圍縮窄， 實際變壓器繞組匝比應小于期望的變壓器繞組匝比，n

從減小開關管導通損耗的角度考慮， 變壓器Lm 的值越大，初級電流有效值越小，開關管的導通損耗也越小，故希望Lm 越大越好。但Lr 一定時，Lm 越大則m 越大，增益曲線的斜率變小。為保證所需的Uo 使變換器的工作頻率范圍變寬，會影響Uo 降到一半時的效率。所以，在保證一定的開關頻率范圍的前提下，Lm 越大越好。

上述所有參數(shù)的設計需要綜合考慮多方面因素，根據(jù)設計目標進行合理的取舍，針對具體應用場合找到最佳設計參數(shù)。

4 實驗結果

根據(jù)上述理論分析，設計了一臺恒流寬范圍輸出LLC 變換器樣機，并進行了效率優(yōu)化。指標要求為：Uin=400 V，輸出電流Io=0.7 A，Uo=200~100 V.

主開關管選用FDP12N50， 次級整流二極管選用SF1005G.Nnor 需按輸出電壓最大值設計：Nnor=Uin /（2Uomax）=1.

實際變壓器初次級匝比n

圖4 開關管ug，uds 及iLr 波形

測得樣機的效率曲線如圖5 所示?？梢姡琭s 變化范圍選擇在80~150 kHz，f1 選在60 kHz 較為合理。樣機效率較高，整機效率達到95.5%~97.2%.

圖5 半橋LLC 的效率曲線

5 結論

介紹了恒流寬范圍輸出LLC 諧振變流器的設計方法，指出其與傳統(tǒng)恒壓LLC 設計上的不同考慮，分析了各設計參數(shù)的影響。對于寬范圍輸出的LLC，工作區(qū)間應設計在開關頻率高于諧振頻率，直流增益小于1 的區(qū)域。實驗證明，在整個負載變化范圍內效率均高于95.5%.該設計方法較適合于小電流輸出場合，樣機輸出電流為0.7 A.若是大電流輸出，工作在連續(xù)狀態(tài)下的LLC 開關管導通損耗、二極管關斷損耗影響明顯，效率會下降。
來源；電子工程網(wǎng)