在圖7中，極零點頻率如下：
fP1=1/（2p （RPD//RF）（CPD+CCM+CDIFF+CF+CRF））
fP2 =1/（2p RS CPD）
fZ=1/（2p RF（CF+CRF）） （4）
圖7 噪聲增益1/b 曲線的極零點圖
從式（4）中容易地看出，加大CF將降低fP1，并降低高頻增益［1+（CPD+CCM+CDIFF）/（CF+CRF）］。
1/b 網(wǎng)絡(luò)的極點設(shè)計成1/b 與放大器的開環(huán)增益曲線相交的那一點。此時頻率就是這兩條曲線的幾何平均值。CF可計算如下
（5）
式（5）中fU是放大器的增益帶寬積。此時，系統(tǒng)具有45° 的總相位容限，階躍響應(yīng)將呈現(xiàn)25%的過沖。對于使用MCP601放大器的電路，CF的值將為
這種最佳的計算結(jié)果是建立在假設(shè)放大器參數(shù)如帶寬或輸入電容以及反饋電阻值沒有改變，二極管的寄生電容也無改變基礎(chǔ)上的。
較保守的計算方法CF的取值為
（6）
此時系統(tǒng)的相位容限將為65° ，而階躍函數(shù)的過沖是5%。用式（6），CF的值將為
這種保守的方法會輕微增加系統(tǒng)噪聲。上述兩種結(jié)果均可用模擬程序#7～#10分別對表1中的MCP601和OPAMP#2進行模擬。
系統(tǒng)的噪聲性能是通過計算或模擬而推導出來的，它涉及到頻率響應(yīng)中五個區(qū)域的噪聲和反饋電阻噪聲。這五個區(qū)域如圖8所示。圖8中將整個響應(yīng)分成五個區(qū)域便可容易地計算出噪聲電壓。每個區(qū)域內(nèi)的總噪聲等于系統(tǒng)增益（1/b ）乘以放大器噪聲的均方根值。RF的噪聲不乘系統(tǒng)增益。
該系統(tǒng)的噪聲電壓完整計算如下
（7）
式中e2N是指定頻率范圍內(nèi)的平方累積噪聲，（N=1，2，……5）。
盡管這些計算看來較冗長，但還是相當有指導意義的。計算結(jié)果將得出總的系統(tǒng)噪聲并指出有問題的區(qū)域。
系統(tǒng)噪聲的累積均方根值也可用SPICE模擬。其X軸為頻率（Hz），Y 軸是從直流到指定頻率的累積噪聲電壓（V）。
一個SPICE噪聲模擬需要一個獨立的交流電壓源或電流源。此時電路的輸出噪聲（RTO）可被模擬。在這個模擬中，X軸為頻率（Hz），Y軸為噪聲的累積均方根值VRMS。在運行模擬程序之前，應(yīng)確保已經(jīng)鍵入了用戶想采用的反饋電容值。
圖8 系統(tǒng)噪聲
采用MCP601放大器模擬系統(tǒng)的累積噪聲，結(jié)果顯示噪聲主要發(fā)生在較高的頻率處。增加CF的值或減少RF的值可容易地降低整個系統(tǒng)的噪聲。
另一個降低噪聲的方法是減小放大器的帶寬。這可從模擬“運放#2”中觀察到。在運行模擬程序之前，要保證已鍵入了用戶想采用的反饋電容值。
采用“運放#2”模擬系統(tǒng)的累積噪聲顯示了所希望的結(jié)果，但是，光電二極管輸入信號的帶寬卻由于放大器的帶寬限制而大大減小。在某些應(yīng)用領(lǐng)域，這可能是不可折衷的。為了降低噪聲，這個電路輸出端可減小的其它參數(shù)是光電二極管的寄生電容CPD和運放的輸入電容CCM和CDIFF。
在光電二極管前置放大器電路中，允許的最大噪聲是多少？作為一種參考，工作在5V輸入范圍的12位系統(tǒng)具有相當于1.22mV的LSB。而同樣輸入電壓范圍的16位系統(tǒng)的LSB則為76.29m V。
本文特別關(guān)注了與標準光檢測電路有關(guān)的穩(wěn)定性和噪聲問題。電路工作原理為如何較好地解決設(shè)計問題提供了思路。而模擬則用于驗證理論，它說明如何才能設(shè)計出一個低噪聲又充分穩(wěn)定的電路方案。設(shè)計中的可變參數(shù)是光電二極管、運算放大器和反饋網(wǎng)絡(luò)。選擇光電二極管主要是因為其良好的光響應(yīng)特性。但是，它的寄生電容會對噪聲增益和電路的穩(wěn)定性產(chǎn)生影響。選擇運放是由于其小的輸入偏置電流和帶寬。此外，放大器產(chǎn)生的噪聲也是一個重要的指標。最后，反饋網(wǎng)絡(luò)也影響系統(tǒng)的信號帶寬和噪聲幅度。
一旦理論和模擬相互吻合，設(shè)計過程中最后且最重要的一步就是制作實驗?zāi)M板。