輸出端提供交流耦合電容 - 從直流到寬帶的高速模擬信號(hào)鏈設(shè)計(jì)

　　在放大器的輸出端提供交流耦合電容。

　　交流耦合（具有緩沖的ADC）在DS指定的限制范圍內(nèi)設(shè)置VOCM。使用分壓器或其他一些穩(wěn)定的偏置點(diǎn)。不要提供CM偏置。VIN引腳自偏置為AVDD/2 + 0.7。在放大器的輸出端提供交流耦合電容。

　　共模：已斷開

　　如果未提供或保持共模偏置，轉(zhuǎn)換器將產(chǎn)生增益和失調(diào)誤差，使獲取的總體測(cè)量性能下降。簡(jiǎn)單地說—轉(zhuǎn)換器輸出將如圖3所示，或者略有變化。輸出頻譜的形態(tài)將與過載滿量程輸入相似。這意味著轉(zhuǎn)換器的零點(diǎn)偏離中心，不是最優(yōu)。設(shè)計(jì)人員可能會(huì)發(fā)現(xiàn)轉(zhuǎn)換器會(huì)較早削波或者達(dá)不到轉(zhuǎn)換器的滿量程。最近，由于轉(zhuǎn)換器開始使用1.8 V電源和更低的電源，這一問題變得更為嚴(yán)重。這意味著模擬輸入的CM偏置為0.9 V或AVDD/2。并非所有的單電源放大器都支持這樣的低共模電壓，同時(shí)還保持相對(duì)較好的性能。但是，部分新型放大器已經(jīng)適應(yīng)此類電壓，并在市場(chǎng)上有售。因此，謹(jǐn)慎起見，需查看哪些放大器可以用于您的新設(shè)計(jì)。并不是任何舊款放大器都能使用，因?yàn)樵Ａ靠赡芊浅Ｊ芟蓿⑶覂?nèi)部晶體管可能會(huì)開始塌陷。如果將雙電源與放大器配合使用，大多數(shù)情況下應(yīng)該會(huì)有充足的裕量來實(shí)現(xiàn)適當(dāng)?shù)腃M偏置。缺點(diǎn)是增加了一個(gè)額外的電源—可能不標(biāo)準(zhǔn)的負(fù)電源，這意味著更多的器件和更高的成本。簡(jiǎn)單的反相器電路有助于解決這一問題。

　　圖3.放大器和轉(zhuǎn)換器之間的CM不匹配。

　　將器件連接起來

　　了解共模和直流耦合之后，我們可以開始組建信號(hào)解決方案。例如，ADL5567是雙通道差分放大器，增益為20 dB。它具有4.8 GHz帶寬，適合連接GSPS ADC，例如AD9625，這是12位、2.5 GSPS轉(zhuǎn)換器，具有JESD204B 8通道接口。圖4所示為整體設(shè)置框圖。

　　在顯示的該配置中，前端接口針對(duì)寬帶采樣進(jìn)行了優(yōu)化，同時(shí)保留信號(hào)的直流成分。由于器件為+5.5 V耐壓。該設(shè)計(jì)使用+3.3 V 和?2 V AVDD 分離電源。這使得放大器的輸出端和ADC的輸入端之間共模簡(jiǎn)單對(duì)齊，兩者均需在AIN+和AIN?保持+0.525 V。同樣，注意幾個(gè)接地使能的放大器引腳功能（Vss），單電源現(xiàn)強(qiáng)制設(shè)置為?2 V供電（新Vss）。

　　CM電壓輸出很簡(jiǎn)單，但是弄清楚放大器輸入的共模需求可能有點(diǎn)麻煩。需要為接口做兩件事。第一，輸入端CM電壓需要配置為0 V，否則，驅(qū)動(dòng)放大器失調(diào)將使輸出軌偏向一側(cè)。這將導(dǎo)致圖3所描述的性能問題或更嚴(yán)重，—將出現(xiàn)放大器和轉(zhuǎn)換器信號(hào)鏈交流性能不佳。為此，放大器輸入端的每一側(cè)都需要允許電流流向地面，或該直流耦合案例中2 V。因此，在每個(gè)放大器輸入端添加2.2 k?的電阻來抑制失調(diào)電流。

　　這是它的工作原理：放大器輸出約為0.525 V，放大器輸入CM電壓為0 V。具有500 ?的內(nèi)部反饋電阻和約50 ?的輸入電阻使得它看起來有550 ?；或在本例中，我們假設(shè)一個(gè)50 ?源電阻與100 ?電阻并聯(lián)，得到33 ?。再串聯(lián)20 ?增加到53 ?。這是串聯(lián)了500 ?內(nèi)部反饋電阻或總計(jì)553 ?。也就是形成了500 ?和53 ?的0.525 V電阻分壓器。反過來，產(chǎn)生了900 μA（或0.525/553）的電流。為將此分流至地面或新VSS或?2 V，添加2.2 k?電阻或?2 V/2.2 k? = 900 μA。

　　圖4.直流到WB 放大器/轉(zhuǎn)換器信號(hào)鏈?zhǔn)纠?/p>

　　第二，輸入為單端輸入且需要適當(dāng)配置來保持最佳性能，同時(shí)維持較低偶數(shù)階失真。同樣，100 ?與50 ?源電阻有效并聯(lián)，得到33.33 ?戴維南等效電阻，如前所述。這通常又會(huì)反映在VIN 節(jié)點(diǎn)上，來平衡設(shè)備的輸入，因?yàn)樗菃味蓑?qū)動(dòng)的。但是，為了改善偶數(shù)階失真，VIN+節(jié)點(diǎn)上的20 ?用于保持所有寬帶頻率的低失真。這通過使用特定中頻約500 MHz完成，—或參見圖 5 測(cè)試示例。由于它是一個(gè)迭代的過程，所以會(huì)有些乏味。有關(guān)放大器上SE到DIFF轉(zhuǎn)換的計(jì)算和方程，參見ADA4932數(shù)據(jù)手冊(cè)。圖6中所示為信號(hào)鏈設(shè)計(jì)中最高2 GHz輸入頻率的典型交流頻率掃描性能。

　　圖5.典型FFT性能@ 507 MHz AIN @ 2500 MSPS.

　　圖6.典型交流頻率掃描性能@ 2500 MSPS。

　　值得注意的是，添加了5.1 nH電感與電源的正供電軌輸入串聯(lián)。這有助于通過捕捉和再循環(huán)放大器內(nèi)部的這些不平衡電流來再次提高偶數(shù)階線性度性能與頻率。

　　最后，需要針對(duì)放大器和ADC之間的前端BW優(yōu)化接口。這通常也以迭代的方式完成。但是，對(duì)于兩個(gè)IC之間某些值的設(shè)置有幾點(diǎn)需注意。為了在接口中獲得最佳BW，請(qǐng)遵循以下規(guī)則。

　　? 首先，根據(jù)經(jīng)驗(yàn)和/或ADC數(shù)據(jù)手冊(cè)建議，選擇一個(gè)反沖電阻器（RKB），（本例中為?），通常介于5 ?和36 ?之間。

　　? 然后，選擇放大器外部串聯(lián)電阻（RA）。如果放大器差分輸出阻抗在100 ?至200 ?范圍內(nèi)，RA應(yīng)小于10 Ω。如果放大器輸出阻抗為12 ?或更低，RA應(yīng)介于5 ?和36 ?之間。此時(shí)，為ADL5567選擇10 ?串聯(lián)電阻和阻抗為10 ?的差分輸出。

　　? 放大器輸出的串聯(lián)與并聯(lián)總電阻應(yīng)與放大器的表征負(fù)載（RL）接近。這里，圖4電路中為160 ?，或2 RA + 2 RKB + RADC = 20 + 40 + 100。ADL5567具有200 ?的RL，所以如果設(shè)計(jì)值偏離放大器的RL特性值太多，線性度性能可能出現(xiàn)偏差。

　　? 最后，將內(nèi)部ADC電容CADC添加至10 ?串聯(lián)電阻后的并聯(lián)電容，來幫助完成內(nèi)部ADC采樣網(wǎng)絡(luò)反沖。這也提供了軟低通濾波來減少任何折回帶內(nèi)的寬帶諧波。

　　有關(guān)在放大器和ADC之間形成抗混疊濾波器的更完整過程，參見CN-0227和CN-0238。

　　使用上述標(biāo)準(zhǔn)開發(fā)出2 GHz通帶平坦度響應(yīng)產(chǎn)品，以捕捉1st和2nd奈奎斯特區(qū)內(nèi)的頻率，假設(shè)采樣速率為2.5 GSPS。該設(shè)計(jì)的輸入驅(qū)動(dòng)規(guī)格將為?8 dBm或252 mV p-p，假設(shè)在100 MHz基準(zhǔn)頻率下具有50 ?輸入阻抗。這是放大器輸入要求轉(zhuǎn)換器達(dá)到滿量程的輸入滿量程電平。

　　圖7.典型通帶平坦度性能和輸入驅(qū)動(dòng)電平。

　　結(jié)論

　　在任何直流耦合設(shè)計(jì)中，忽略轉(zhuǎn)換器的共模輸入電壓規(guī)格均可引起嚴(yán)重問題。如果使用了多個(gè)級(jí)別，信號(hào)鏈中的共模水平必須保持一致，以防止兩個(gè)組件相互沖突。如果未正確耦合，其中一個(gè)將經(jīng)常在各級(jí)間取勝，產(chǎn)生虛假測(cè)量。

　　對(duì)于交流耦合應(yīng)用，需在兩級(jí)之間使用一個(gè)耦合電容來打破這種共模不匹配。這樣設(shè)計(jì)才能夠優(yōu)化放大器輸出和ADC輸入的偏置。否則，系統(tǒng)設(shè)計(jì)中需考慮雙電源或電平轉(zhuǎn)換電路，如以上直流耦合設(shè)計(jì)中的描述。