雙極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器研究

雙極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器研究

提出并深入研究了高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器電路拓撲族及其雙極性移相控制策略。借助周波變換器換流重疊和輸出濾波電感電流極性選擇，該雙極性移相控制策略實現(xiàn)了變壓器漏感能量和濾波電感電流的自然換流，解決了這類逆變器固有的電壓過沖和換流重疊期間周波變換器的環(huán)流現(xiàn)象，實現(xiàn)了逆變橋功率器件的零電壓開關(guān)和周波變換器功率器件的零電流開關(guān)。仿真與原理試驗結(jié)果均證實了這種雙極性移相控制策略的可行性和理論分析的正確性。

關(guān)鍵詞：高頻脈沖交流環(huán)節(jié)；雙極性移相控制；零電壓零電流開關(guān)；周波變換器；換流重疊

　0??? 引言

??? 傳統(tǒng)的逆變技術(shù)雖然成熟可靠、應(yīng)用廣泛，但存在體積大且笨重、音頻噪音大、系統(tǒng)動態(tài)特性差等缺點[1]。用高頻變壓器替代傳統(tǒng)逆變器中的工頻變壓器，克服了傳統(tǒng)逆變器的缺點，顯著提高了逆變器的特性。高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器[1][2]具有雙向功率流、兩級功率變換（DC/HFAC/LFAC）、變換效率和可靠性高等特點，但存在周波變換器器件換流時的電壓過沖現(xiàn)象等缺點，通常需要采用緩沖電路或有源電壓箝位電路來吸收存儲在漏感中的能量，從而降低了變換效率或增添了電路的復(fù)雜性。

??? 因此，在不增加電路拓撲復(fù)雜性的前提下，如何解決高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器固有的電壓過沖現(xiàn)象和實現(xiàn)周波變換器的軟換流，是這類逆變器的研究重點。

1??? 高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器電路拓撲族

??? 高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器電路拓撲族，如圖1所示。這類電路由高頻逆變器、高頻變壓器、周波變換器構(gòu)成，具有電路拓撲簡潔、兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)、雙向功率流、變換效率高等優(yōu)點。

??? 圖1（a）及圖1（b）所示推挽式電路適用于低壓輸入變換場合，圖1（c）～圖1（f）所示橋式電路適用于高壓輸入變換場合；圖1（a），圖1（c）及圖1（e）所示全波式電路適用于低壓大電流輸出場合，而圖1（b），圖1（d）及圖1（f）所示橋式電路適用于高壓小電流輸出場合。

（a）推挽全波式

（b）推挽橋式

（c）半橋全波式

（d）半橋橋式

（e）全橋全波式

（f）全橋橋式

圖1??? 高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器電路拓撲族

2??? 雙極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器穩(wěn)態(tài)分析

2.1??? 雙極性移相控制原理

??? 以全橋全波式電路拓撲為例，其雙極性移相控制原理，如圖2所示。輸出電壓uo與正弦基準電壓uref比較，經(jīng)PI調(diào)節(jié)器得到誤差放大信號ue，ue分別與極性相反的兩個載波信號uc1及uc2比較后，經(jīng)上升沿二分頻，再按輸出濾波電流極性選擇導(dǎo)通，得到開關(guān)S5及S6的驅(qū)動信號。開關(guān)S7及S8的驅(qū)動信號分別與S5及S6的信號反相互補，并且有換流重疊時間（圖2中未畫出）。將載波信號uc1二分頻后得到開關(guān)S1和S4的驅(qū)動信號，反相后得到開關(guān)S2和S3的驅(qū)動信號。

（a）電路拓撲

（b）雙極性移相控制原理

圖2??? 高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器電路拓撲及其雙極性移相控制原理

??? 讓周波變換器的功率開關(guān)S5與S7（S6與S8）之間存在換流重疊導(dǎo)通時間、功率開關(guān)S5與S6（S7與S8）按濾波電感電流iLf極性選擇導(dǎo)通，從而使得該控制方案具有如下優(yōu)點：

??? 1）周波變換器換流重疊期間實現(xiàn)了變壓器漏感能量的自然換流，實現(xiàn)了功率器件的零電流開關(guān)，解決了固有的電壓過沖現(xiàn)象；

??? 2）實現(xiàn)了濾波電感電流的自然續(xù)流；

??? 3）濾波電感電流極性選擇信號的引入避免了換流重疊期間周波變換器中的環(huán)流現(xiàn)象；

??? 4）每個開關(guān)周期內(nèi)兩次交流側(cè)的能量回饋實現(xiàn)了逆變橋所有功率器件的零電壓開通。

??? 功率開關(guān)S5、S6與S1、S4（S7、S8與S2、S3）之間的驅(qū)動信號均有相位差θ（0≤θ≤180°），在一個開關(guān)周期的共同導(dǎo)通時間DTs/2可表示為

??? DTs/2=Ts（180°－θ）/（2×180°）（1）

式中：Ts為開關(guān)周期。

??? 由于移相角θ和共同導(dǎo)通時間DTs/2均按正弦規(guī)律變化，且輸出濾波器前端電壓uDC為雙極性SPWM波，因此這種控制方式稱為雙極性移相控制。調(diào)節(jié)移相角θ可以實現(xiàn)輸入電壓或負載變化時輸出電壓的穩(wěn)定。

2.2??? 穩(wěn)態(tài)分析

??? 設(shè)變壓器原、副邊漏感相等，即Llk1=Llk2=Llk3=Llk。一個開關(guān)周期內(nèi)逆變器有12種工作模式，如圖3所示。

（a）一個開關(guān)周期內(nèi)的穩(wěn)態(tài)原理波形

（b）t=t1～t2

（c）t=t2～t3

（d）t=t3～t4～t5

（e）t=t5～t6

（f）t=t6～t7～t8

圖3??? 一個開關(guān)周期內(nèi)的穩(wěn)態(tài)原理波形

??? 1）t=t1～t2：t1時刻，功率開關(guān)S1及S4實現(xiàn)了ZVS開通，輸出濾波電感電流iLf經(jīng)功率開關(guān)S7及S8續(xù)流，交流側(cè)能量經(jīng)D1及D4回饋到直流電源，如圖3（b）所示。

??? 2）t=t2～t3：t2時刻S5實現(xiàn)了ZCS開通，在此換流重疊期間，iLf由S7、S8和S5、S6兩路流通，i2快速增長，i3快速下降；i1快速由負轉(zhuǎn)換為正，如圖3（c）所示。設(shè)變壓器原邊繞組感應(yīng)電動勢為e，則有

??? e=Ui－Llk1=uACN1/N2=－uBCN1/N2（2）

??? uAC－Llk2=uDC=Lf＋uo（3）

??? uBC－Llk3=uDC=Lf＋uo（4）

??? i2＋i3=iLf（5）

??? i1=(i2－i3)N2/N1＋iM（6）

??? 設(shè)磁化電感LM和輸出濾波電感Lf均遠大于漏感，磁化電流iM忽略不計，在換流重疊期間內(nèi)iLf變化率很小，則可得

??? －uAC＋2Llk－Llk＋uBC=－2e＋2Llk=0（7）

??? e=Ui－2Llk＋Llk－Llk=Ui－2Llk（8）

??? e==Llk=－Llk（9）

??? 由式（9）可知，i2及i3的變化率為N1Ui/（3N2Llk），i1的變化率為2Ui/(3Llk)，D、C兩點電位相等。當i2上升到iLf值時，i3下降到零。由于開關(guān)S8的阻斷，i3下降到零后不能負向增長，式（9）不再成立，開關(guān)S7與S5之間實現(xiàn)了ZCS軟換流。由式（9）可知，換流重疊時間tco為

??? tco(>=)t3－t2=3ILfm（10）

式中：ILfm為額定負載時濾波電感電流的峰值。

??? 3）t=t3～t4：t3時刻，開關(guān)S5及S7之間軟換流結(jié)束。iLf經(jīng)S5及S6流通，i1經(jīng)S1及S4流通，能量從直流側(cè)傳遞到交流側(cè)，如圖3（d）所示。

??? 4）t=t4～t5：t4時刻，開關(guān)S7零電流關(guān)斷，如圖3（d）所示。

??? 5）t=t5～t6：t5時刻，開關(guān)S1及S4 ZVS關(guān)斷，C1及C4充電，C2及C3放電。開關(guān)S2及S3的漏源電壓uDS2、uDS3下降，如圖3（e）所示。

??? 6）t=t6～t7：t6時刻uDS2及uDS3下降到零，然后，i1經(jīng)D2及D3續(xù)流，變壓器原邊漏感能量和交流側(cè)能量均回饋到直流電源，如圖3（f）所示。t7時刻，S2及S3零電壓開通。

??? t7時刻以后的半個開關(guān)周期工作過程與前半及其開關(guān)狀態(tài)等值電路個開關(guān)周期相似。

3??? 仿真與原理試驗

??? 設(shè)計實例：全橋全波式電路拓撲，雙極性移相控制策略，額定容量S=1kVA，輸入電壓（直流）Ui=270（1±10％）V，輸出電壓（交流）Uo=115V，輸出電壓頻率fo=400Hz，負載功率因數(shù)－0.75～0.75，開關(guān)頻率fs=50kHz，匝比N1/N2=22/22，濾波電感Lf=1mH，濾波電容Cf=4.7μF/250V。3．1仿真結(jié)果與討論

??? 不同輸入電壓、不同負載時的穩(wěn)態(tài)仿真波形，如圖4所示。圖4（e）中，uGS1、uGS2、uGE5、uGE7分別為功率開關(guān)S1、S2、S5、S7的驅(qū)動信號。濾波器前端電壓uDC為三電平雙極性SPWM波；功率開關(guān)S1～S4實現(xiàn)了ZVS，功率開關(guān)S5～S8實現(xiàn)了ZCS；逆變器具有良好的負載適應(yīng)能力和穩(wěn)壓性能。仿真結(jié)果與理論分析一致。

（a）額定輸入電壓、額定電阻性負載

（b）額定輸入電壓、空載

（c）90％額定輸入電壓、額定感性負載

（d）110％額定輸入電壓、額定容性負載

（e）ZVZCS開關(guān)波形

圖4??? 1kVA雙極性移相控制逆變器仿真波形

3．2??? 試驗結(jié)果與討論

??? 1kVA DC 270V/AC 115V 400Hz雙極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器由功率電路、控制電路、機內(nèi)輔助電源3大部分構(gòu)成。控制電路主要由基準正弦波電路、誤差放大電路、電感電流極性判斷電路、控制信號產(chǎn)生電路（2片UC3879移相控制芯片）和驅(qū)動電路等組成。開關(guān)S1～S4選用IRFP460 MOSFET（20A/500V），開關(guān)S5～S8選用HGTG10N120BND IGBT（35A/1200V），驅(qū)動電路選用A3120芯片。

??? 原理試驗波形如圖5所示。在輸出濾波電感電流過零點附近，輸出電壓波形存在畸變，這是由周波變換器引入了電流極性選擇信號所導(dǎo)致。試驗結(jié)果證實了這類逆變器的可行性。

縱軸：uO? 100V/div，iLf? 13.5A/div；

橫軸：t? 400μs/div

圖5??? 原理試驗波形

4??? 結(jié)語

??? 1）高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器拓撲族，包括推挽全波式等6種電路。

??? 2）借助周波變換器換流重疊和輸出濾波電感電流極性選擇，雙極性移相控制策略實現(xiàn)了變壓器漏感能量和濾波電感電流的自然換流，解決了固有的電壓過沖和環(huán)流現(xiàn)象，實現(xiàn)了逆變橋ZVS開關(guān)和周波變換器ZCS開關(guān)。

??? 3）仿真與原理試驗結(jié)果均證實了這種移相控制策略的可行性和理論分析的正確性。