同步解調(diào)技術(shù)背后的基本思想是什么

有時，我們需要測量低頻信號。例如，考慮在壓力變化非常緩慢的應(yīng)用中使用的壓力傳感器。

我們測量的信號幾乎是直流電，但這會如何影響我們的設(shè)計？

我們知道在高頻下，事情會變得瘋狂，我們需要仔細注意設(shè)計的每一個細節(jié)。這可能會誤導(dǎo)我們錯誤地認為測量低頻信號是一項微不足道的工作。我們將看到情況并非一定如此。事實上，有一種稱為同步解調(diào)的技術(shù)，它有意增加工作頻率以實現(xiàn)更準確的測量。

低頻測量示例

在某些應(yīng)用中，直接測量具有低頻輸出的傳感器（不應(yīng)用同步解調(diào)）。例如，駐極體麥克風是一種特殊類型的可變電容，可以直接測量。駐極體麥克風的電容隨氣壓變化（聲波）而變化。

電容器結(jié)構(gòu)中使用了一種稱為駐極體的 Teflon 類材料，其表面結(jié)合有固定電荷。由于電容器上的電荷是固定的，由氣壓變化引起的電容值的變化會導(dǎo)致電容器兩端的電壓發(fā)生相應(yīng)的變化（對于電容器，我們有 Q=CV）。

如圖 1 所示，駐極體麥克風通常有一個內(nèi)部 JFET，用作緩沖器。

在此特定應(yīng)用中，傳感器（麥克風）產(chǎn)生的信號直接應(yīng)用于電路的放大元件。這種測量電容傳感器的方法有時被稱為“直接直流”方法，因為直接測量電容器上的低頻信號。

我們測量低頻信號時出現(xiàn)的主要問題之一是閃爍噪聲。

閃爍噪聲

閃爍噪聲的平均功率與工作頻率成反比（這就是閃爍噪聲也稱為 1/f 噪聲的原因）。因此，信號頻率越低，我們必須處理的噪聲功率就越大。圖 2 顯示了精密運算放大器ADA4622-2的電壓噪聲頻譜密度。

在大約 100 Hz 以上，噪聲功率幾乎均勻分布在不同頻率之間。噪聲曲線的該區(qū)域?qū)?yīng)于器件的熱噪聲。然而，當我們移至低于 100 Hz 的頻率時，由于閃爍噪聲，噪聲平均功率會增加。

用直線近似噪聲分布的兩個不同區(qū)域，我們可以找到一個交點，稱為 1/f 噪聲角頻率（如圖 2 所示）。轉(zhuǎn)角頻率允許我們確定給定頻率下設(shè)備的主要噪聲類型（閃爍或熱）。

在 1/f 轉(zhuǎn)角頻率以下，傳感器產(chǎn)生的小信號可能完全被噪聲掩蓋。如果我們能以某種方式將傳感器輸出信號的頻率增加到轉(zhuǎn)角頻率以上，我們就可以進行更準確的測量。這是同步解調(diào)技術(shù)背后的基本思想。

圖 3 顯示了在更高頻率下進行測量如何將所需信號從設(shè)備閃爍噪聲中提取出來。

圖 3

對于圖 1 所示的“直接直流”測量，閃爍噪聲可能不是一個嚴重的問題，因為語音信號在非常低的頻率（低于約 20 Hz）下顯示的功率可以忽略不計。此外，我們或許能夠定制內(nèi)部緩沖晶體管以降低其 1/f 轉(zhuǎn)角頻率。

然而，在某些應(yīng)用中，傳感器的輸出信號頻率要低得多（幾乎是直流），我們需要更準確的測量。在這種情況下，電子元件的閃爍噪聲可以完全掩蓋傳感器產(chǎn)生的信號，我們需要同步解調(diào)等技術(shù)來規(guī)避閃爍噪聲問題。

傳感器的交流激勵

圖 4 說明了使用交流信號測量電容傳感器的情況。在該圖中，可變電容 C sense模擬了我們的電容傳感器。輸入電壓源施加頻率在 1 kHz-1 MHz 范圍內(nèi)的正弦波。根據(jù) C sense與 C 2的比率，電壓信號出現(xiàn)在運算放大器的輸入端。在這種情況下，可以選擇運算放大器的輸入信號，使其充分大于電路的 1/f 轉(zhuǎn)角頻率。這與“直接直流”方法形成對比，在這種方法中，測量信號可能處于非常低的頻率。

由于所需信號遠離 1/f 轉(zhuǎn)角頻率（如圖 5 所示），因此閃爍噪聲不是限制因素，我們可以檢測到小得多的信號。

在運算放大器輸出端，我們有一個放大的信號，可用于確定可變電容的值；然而，我們需要一個帶通濾波器 （BPF） 來抑制噪聲成分并僅保留所需信號。這在圖 6 中進行了描述。

請注意，BPF 的中心頻率與輸入頻率相同。假設(shè)帶通濾波器是理想的，我們將獲得所需信號以及落在帶通濾波器通帶內(nèi)的熱噪聲（下圖 7）。

使用 BPF 的限制

在圖 6 中，我們需要一個高 Q 帶通濾波器來充分抑制噪聲并保持所需信號。一個非常高 Q 值的濾波器可以讓我們拒絕大部分噪聲。但是，存在兩個主要問題：首先，實現(xiàn)高 Q 連續(xù)時間帶通濾波器可能具有挑戰(zhàn)性，尤其是在高頻下。事實上，隨著濾波器中心頻率的增加，實現(xiàn)給定的 Q 因子變得越來越困難。這是因為在高頻（大約幾百 MHz）下，運算放大器的放大能力有限，并且表現(xiàn)出非理想的相位響應(yīng)。您可能會說圖 6 中濾波器的中心頻率在 1 kHz-1 MHz 范圍內(nèi)，這并不是真正的高頻濾波器。嗯，你說得對，我們可以在這個頻率范圍內(nèi)有一個高 Q 濾波器。然而，隨著頻率越來越高，我們必須消耗更多的能量。換句話說，對于給定的 Q 因子，我們期望較低頻率的濾波器表現(xiàn)出較低的功耗。因此，如果可以在較低的頻率下執(zhí)行運算放大器之后的濾波，則功率效率會更高。

圖 6 所示概念的第二個問題是調(diào)諧帶通濾波器的中心頻率。請注意，模擬連續(xù)時間濾波器的中心頻率取決于電阻器、電容器和跨導(dǎo)體的值。這些參數(shù)的絕對值可能會有很大差異。因此，濾波器的中心頻率可能不完全在 f IN. 由于濾波器具有較窄的通帶，由于濾波器中心頻率的變化，所需信號很容易落在濾波器通帶之外。使用高 Q BPF 的第二個問題可能比上一段中討論的功率效率問題更具挑戰(zhàn)性。有趣的是，如果應(yīng)用需要高 Q 連續(xù)時間帶通濾波器，我們必須采用一種機制來調(diào)諧濾波器中心頻率。例如，一些集成帶通濾波器應(yīng)用使用一個在概念上類似于鎖相環(huán)的反饋環(huán)來調(diào)諧濾波器中心頻率。然而，這樣的系統(tǒng)對于讀取傳感器來說似乎過于復(fù)雜和耗電。在下一節(jié)中，我們將看到巧妙的調(diào)整可以使用低通濾波器而不是 BPF 來實現(xiàn)所需的濾波操作。通過這種方式，我們可以擁有一個不需要任何頻率調(diào)諧電路的低功耗解決方案。

同步解調(diào)

同步解調(diào)的概念如圖 8 所示。在該圖中，乘法器放置在運算放大器之后。

假設(shè)運放輸出的輸出信號為 v乙（噸）=乙秒一世n（2πF一世n噸+φ）v乙（噸）=乙秒一世n（2πF一世n噸+φ）。 該信號乘以輸入信號一種秒一世n（2πF一世n噸）一種秒一世n（2πF一世n噸） 這給出了：

vC（噸）=一種秒一世n（2πF一世n噸）×乙秒一世n（2πF一世n噸+φ）=12一種乙C○秒（φ）-12一種乙C○秒（4πF一世n噸+φ）vC（噸）=一種秒一世n（2πF一世n噸）×乙秒一世n（2πF一世n噸+φ）=12一種乙C○秒（φ）-12一種乙C○秒（4πF一世n噸+φ）

第一項是直流，但第二項是輸入頻率的兩倍。因此，窄低通濾波器可以去除第二項，我們有：

vD（噸）=12一種乙C○秒（φ）vD（噸）=12一種乙C○秒（φ）

如果我們假設(shè)運算放大器沒有引入任何延遲，即 φ=0φ=0， 我們獲得 vD（噸）=12一種乙vD（噸）=12一種乙。 如您所見，低通濾波器的輸出與節(jié)點 A 處的信號幅度成正比，可用于測量C秒電子n秒電子C秒電子n秒電子。 上述方法具有三個優(yōu)點：

可以選擇傳感器輸出的頻率，使其充分高于 1/f 轉(zhuǎn)角頻率。

濾波器以盡可能低的頻率運行，并應(yīng)消耗盡可能小的功率。

該濾波器不需要頻率調(diào)諧電路。

在本系列的下一篇文章中，我們將繼續(xù)討論并仔細研究同步解調(diào)技術(shù)的實現(xiàn)。

結(jié)論

“直接直流”方法直接測量電容傳感器產(chǎn)生的低頻信號。由于閃爍噪聲，這種低頻測量的精度可能會受到限制。為了規(guī)避這個問題，我們可以使用交流信號來激勵傳感器。由于測量發(fā)生在高于 1/f 轉(zhuǎn)角頻率的頻率上，因此閃爍噪聲不再是限制因素。在這種情況下，我們可以使用帶通濾波器來選擇所需的信號；然而，使用高 Q 帶通濾波器可能具有挑戰(zhàn)性。相反，我們可以同步解調(diào)被測信號并使用低通濾波器來執(zhí)行所需的濾波。
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