射頻信號鏈的原位非線性校準(zhǔn)

作者：Nevena Rakuljic, Carroll Speir, Eric Otte, Jeffery Bray, Corey Petersen, and Gabriele Manganaro

提出了一種線性化級聯(lián)組合信號IC的新方法，用于原位校正PCB缺陷和相互加載。這樣可以大幅縮短系統(tǒng)設(shè)計/原型設(shè)計周期，并以可忽略不計的功耗成本最大限度地提高信號鏈性能。報告了使用高達(dá)3GHz的RF信號并使用12b/10GSPS ADC進(jìn)行的實驗結(jié)果，驗證了該方法的有效性。

介紹

基礎(chǔ)設(shè)施通信系統(tǒng)、儀器儀表和防空應(yīng)用的進(jìn)步推動了對RF和混合信號IC的更高性能要求，特別是高速/高動態(tài)范圍數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器[1-3]。

然而，在信號鏈中的IC之間插入的印刷電路板（PCB）和封裝會引入寄生效應(yīng)，并遭受制造缺陷的影響，從而導(dǎo)致網(wǎng)絡(luò)中的電路不平衡并損害GHz信號的線性度。

模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）的采樣保持放大器（THA）前面通常有一個片內(nèi)緩沖器，以簡化與片外驅(qū)動放大器（或可變增益放大器）的耦合。片上緩沖能力有限，耗電大，并且在高頻時會減弱。IC之間的相互加載引入了額外的非線性或改變IC最佳工作條件。

接收（Rx）信號鏈如圖1所示。每個功能模塊（混頻器、驅(qū)動放大器、濾波器和ADC;后者包括前端緩沖器和THA）是同一PCB上的獨立IC。雖然每個模塊都可以單獨（或在實驗室的最佳定制板上）發(fā)揮最佳性能，但一旦耦合并受到雜散和實際PCB的限制，整個鏈的凈性能可能會受到限制。

數(shù)字。1. 經(jīng)典“接收”（Rx）信號鏈?zhǔn)纠?/strong>

而v在假設(shè)始終處于第一奈奎斯特波段（輸入頻率f在假定為f在C 的訓(xùn)練算法中產(chǎn)生了歧義，并且還需要分別估計二次項和三次項的傳遞函數(shù)響應(yīng)，并分別估計第二和第三奈奎斯特區(qū)。校正中的歧義已在 H 中得到解決C通過引入足夠高的插值，在我們的例子中為 4x，在二次和三次校正項的求和之前（隨后在應(yīng)用校正之前被抽取 4）。

刺激和模型識別

DAC和ADC均以速率計時fs.寬帶偽隨機(jī)序列以及單音和雙音都被用作刺激來訓(xùn)練系數(shù)C并導(dǎo)致可比較的結(jié)果，盡管這兩種方法中的每一種都有自己的優(yōu)點和缺點。在本文的其余部分，僅討論了單音調(diào)刺激的情況。

在這種情況下，DAC 將 u 合成為形式為 cos（ωt + ?0).產(chǎn)生多個頻率ω的音調(diào)，確保產(chǎn)生的諧波不會相互疊加混疊（即在采樣時，這些諧波不會落在相同的頻率箱中）。

使用比圖 6 所示更簡單的 H（.） 模型，為了簡化數(shù)學(xué)運算，理想采樣器/量化器 Q 之前的失真信號 y（t） 可以寫為 y（t） = [α1v在（t） + α2v在2（t） + α3v在3（t）] *g3（t） 凡α2和α3是失真系數(shù)，非線性項與線性時不變（LT I）脈沖響應(yīng)復(fù)雜g3更正D外的訓(xùn)練算法Hc需要估計α2, α3和g3（t）。

y 的傅里葉變換為：

其中 Г（ω） 包含一些其他（交叉）項，而不是ωo, 2ωo或 3ωo.這可以寫成：

其中 ?（ω） 包含一些其他不在ωo, 2ωo或 3ωoα和β可以相互關(guān)聯(lián)。因為D外是 Y 的數(shù)字表示，因此：

由H（.）產(chǎn)生的基波、二次和第一次諧波，標(biāo)度和相移G3很容易看到。這些術(shù)語映射到Hc取消二次項和三次項。因此，C 可以從 H（.） 計算出來。反過來，H（.）可以從其通過以均勻間隔的頻率注入音調(diào)u獲得的頻率響應(yīng)中識別出來，如第II節(jié)所述，避免主諧波落在相同的FFT箱上。然后，如所見，C 是代數(shù)找到的。

（4）上的更多代數(shù)表明，當(dāng)二階和三階諧波D外別名到第一奈奎斯特帶，（4）中的相應(yīng)項被相位否定，這需要跟蹤。此外，而不是提取β2G3（eJωo), β3G3（eJ3Ωo）在（4）中，它們與β的關(guān)系1G3（eJωo）實際使用，因此僅在第一奈奎斯特區(qū)需要激勵，但需要更多計算。如果G發(fā)援會是一個一階系統(tǒng)，它的影響可以通過了解的力量來解釋D外的根本。最后，將DAC定時于以下位置引入的另一個實際限制fs如f在接近奈奎斯特，是u將是sinc形的，更重要的是u的（fs–f在） 第一個圖像也接近奈奎斯特并產(chǎn)生光譜估計問題。

實驗結(jié)果

NLC已應(yīng)用于信號鏈，如圖2所示，并使用圖7所示的芯片，嵌入[3]中所述的12b/10GSPS ADC、14b/10GSPS信號注入DAC、10GHz低相位噪聲時鐘合成器、校準(zhǔn)引擎（包括微控制器uC）和本文范圍之外的其他功能， 例如數(shù)字下變頻器和濾波器。此處報告的結(jié)果是在采樣率fs=6GSPS，這是射頻信號接近3GHz的通信系統(tǒng)所要求的[6]。

數(shù)字。7.芯片的芯片布局和主要功能塊。

在對近滿量程激勵進(jìn)行線性化之前，已經(jīng)測量了信號鏈的單音次級（HD2）和三次諧波（HD3）失真性能、信噪比（SNR）、無雜散動態(tài)范圍（SFDR）和雙音三階交調(diào)失真（IMD3）。結(jié)果在圖8-11中標(biāo)記為“標(biāo)稱”的曲線中報告。

數(shù)字。8. （a） HD2 和 （b） HD3 與 f 的單音失真性能在線性化之前（標(biāo)稱）和線性化后（校正）的基波輸入功率為 -1dBFS 和 fs=6GSPS。

數(shù)字。9. （a） 信噪比和 （b） SFDR 與 f在對于 -1dBFS 和 f 的輸入s=6GSPS。

數(shù)字。10. 雙音IMD3 for （a） （2F）一個–Fb） 及 （b） （2樓）b–F一個） 與 f在= （F一個+Fb）/2 表示 –7dBFS 和 f 的輸入s=6GSPS。

數(shù)字。11. （a） HD2 和 （b） HD3 與 f在適用于 –10dBFS 和 f 的小輸入s= 6GSPS。

然后應(yīng)用 NLC，再次測量性能指標(biāo)，并在標(biāo)記為“NLC 校正”的疊加曲線中以相同的數(shù)字報告。在NLC之后，線性度性能在幾乎整個奈奎斯特范圍內(nèi)顯著改善，最終隨著輸入接近而達(dá)到遞減的回報fs/2，如預(yù)期的那樣。圖10a顯示噪聲性能（SNR）沒有像預(yù)期的那樣受到影響。圖10b中SFDR的改進(jìn)證實了HD2和HD3的主要貢獻(xiàn)，驗證了對模型選擇所做的假設(shè)。

雖然這些曲線顯示了接近滿量程（-1dBFS）激勵的系統(tǒng)性能，但重要的是要確認(rèn)NLC適用于較小的激勵。因此，無需重新校準(zhǔn)，而只需減少v在的功率，失真已在較低的輸入功率電平（即-3dBFS，-6dBFS，-10dBFS）下重新測量。由于空間限制，圖11中僅報告了-10 dBFS的更極端情況。雖然由于激勵較小，標(biāo)稱性能在前期有所改善，但除了低頻時HD2略有下降外，NLC性能優(yōu)于或與標(biāo)稱性能相當(dāng)，證實了該方法的魯棒性。

在實時運行的校準(zhǔn)鏈中，數(shù)字逆函數(shù)的應(yīng)用僅增加了約150mW的功耗，而整個信號鏈消耗的總功耗超過5W，無需校正。

審核編輯：郭婷