自舉電路的基本拓撲結(jié)構(gòu)及驅(qū)動方式

01自舉電路的基本拓撲結(jié)構(gòu)

電壓自舉，就是利用電路自身產(chǎn)生比輸入電壓更高的電壓。 基于電容儲能的電壓自舉電路通常是利用電容對電荷的存儲作用來實現(xiàn)的轉(zhuǎn)移，從而實現(xiàn)電壓的提升。 如圖1-1是雙倍壓電壓自舉電路的基本原理圖。

圖1-1 電壓自舉電路示意圖

圖1-1中，假設所有開關都是理想開關，電容均為理想電容，當開關S1和S3閉合時，電源VCC給電容C充電使其電壓達到VCC，然后開關S1和S3斷開，S2閉合，直接接到電容C的低壓端，此時電容C上仍然保持有前一個相位存儲的電荷Q：

由于在S2閉合時，電容C上的電荷量不能突變，因此可以得到電荷平衡關系式為：

化簡式(1.2)可得到：

式(1.3)表明，在沒有直流負載的情況下，通過圖1-1所示電路，在理想情況下，輸出可達到輸入電壓的兩倍。

02常用的兩種驅(qū)動方式

2.1、通過驅(qū)動IC驅(qū)動

如圖2-1所示，是半橋電路中的高壓驅(qū)動電路：

圖2-1 半橋驅(qū)動電路

圖2-1中，自舉電路給一只電容器充電，電容器上的電壓基于高端輸出晶體管源極電壓上下浮動。 VCC通過自舉二極管D對自舉電容C2充電使其接近VCC電壓。 當Q2關斷時，VS端的電壓就會升高，由于電容兩端的電壓不能突變，因此VB端的電平接近VS和VCC兩端電壓之后，而VB和VS之間的電壓還是接近VCC電壓。 當Q2開通時，C2作為一個浮動的電壓源驅(qū)動Q2; 而C2再Q(mào)2開通期間損失的電荷在下一個周期又會得到補充，這種自舉供電方式就是利用VS端的電平在高低電平之間不停地擺動來實現(xiàn)的。

其中驅(qū)動IC的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖一般如圖2-2所示：

圖2-2 驅(qū)動IC內(nèi)部原理結(jié)構(gòu)圖

圖2-2中C的引腳VB、VS為高壓供電引腳，HO為高壓端驅(qū)動輸出引腳，VCC、COM為底壓端供電; LO為底壓端驅(qū)動輸出引腳，VSS為數(shù)字電路供電引腳。 此半橋電路的上下橋臂是交替導通的，每當下橋臂開通，上橋臂關斷時，VS腳的電位為下橋臂功率管Q2的飽和導通壓降，基本上接近地電位。

2.2、通過分立元件驅(qū)動

使用分立元件搭建MOS驅(qū)動電路如圖2-3所示：

圖2-3 分立元件MOS驅(qū)動電路

如圖2-3所示，這是用三極管、二極管、電阻、電容分立元件搭建的MOS驅(qū)動電路。 分析情況如下：

當VH為高電平，Q4就會導通是的Q1的基極為低電平，同時使得Q1導通，VCC-10V電壓通過二極管D1、三極管Q1、二極管D2、電阻R1驅(qū)動MOS管Q2的G極;

當VH為低電平，Q4就不會導通，所以Q1的基極沒有電流流過也處于截止狀態(tài)，所以VCC-10V電壓不會通過三極管Q1，那么沒有電壓驅(qū)動MOS管Q2的G極，由于MOS管Q2內(nèi)部寄生電容和電容C2的存在，G極處存在累計電荷，要通過三極管Q3和電阻R5釋放掉;

當VL為低電平，Q7基極有電流流過，所以Q5的集電極和發(fā)射極導通，導致Q5基極也流過電流，所以VCC-10V電壓通過三極管Q5、二極管D3、電阻R7對MOS管的G極進行驅(qū)動;

當VL為高電平，Q7基極無電流流過，所以三極管Q7不會導通，那么導致Q5的發(fā)射極和基極處于等電位，Q5的基極也無電流流過，Q5也處于截止狀態(tài)，同理三極管Q8和電阻R12組成放電電路對G極電荷進行放電。

其中自舉電容作用如下：

這里面有個元件可能剛上手分析的時候，弄不懂作用，是哪個呢? 是電容C1。 由于電容上的電壓不能突變，這里利用電容這個特性來更好的驅(qū)動MOS管的G極，這里你肯定有所疑問，那么沒有這個電容就不能驅(qū)動嗎? 答案：不能。

在分析電容C1的作用時，首先需要明白，MOS管導通的條件是：

G極對地電壓還是GS之間的電壓差?

由于MOS驅(qū)動是G極電壓和S極電壓的電位差，所以當MOS管導通時，VAAA電壓直接加到MOS管的S極，(這里假設VAAA電壓為12V，G極對地驅(qū)動電壓為10V)所以MOS管的GS電壓差為：10V-12V=-2V，由于GS之間為負電壓，對于N溝道的MOS管，會導致DS之間處于截止狀態(tài)，所以需要一個電壓來抬高G極之間的電壓， 當然有種方法是直接用高電壓電源直接驅(qū)動G極，但是通過MOS管的G極耐壓都是非常有限的，那么這個時候電容的作用就體現(xiàn)出來了，當MOS管導通會使得S極電壓為VAAA，由于電容的一端與MOS的S極連接，所以這一端電容電壓瞬間為VAAA，由于電容上電壓不能突變的特性，使得電容另一端電壓也增加了VAAA，所以電容另一端的電壓約等于VAAA+ VCC-10V，如圖2-4所示，這里用了二極管D1來隔離電容C1上電壓和VCC-10V，這樣的做法使得MOS管導通后，G極驅(qū)動電壓克服了S極電壓抬高的原因。

圖2-4 驅(qū)動電路中自舉電容電壓的變化

03自舉電容的選擇與電路仿真

3.1、自舉電容的選擇

IGBT和POWER MOSFET
具有相似的門極特性。 開通時，需要在極短的時間內(nèi)向門極提高足夠的柵極電荷，在自舉電容的充電路徑上，分布電感影響了充電的速率。 下橋臂功率管的最窄導通時間應保證自舉電容有足夠的電荷，以滿足柵極所需要的電荷量再加上功率器件穩(wěn)態(tài)導通時漏電流所失去的電荷量。 因此，從最窄導通時間為最小值考慮，自舉電容應該足夠小。 綜上所述，在選擇自舉電容大小時應考慮，既不能太大影響窄脈沖性能，也不能太小影響寬脈沖的驅(qū)動要求，應該從功率器件的功率頻率、開關速度、門極特性等方面進行選擇，估算后調(diào)試而定。

假設上下橋臂MOSFET為Q1和Q2，在Q1關閉，Q2導通時，VCC通過二極管D對自舉電容C進行充電，為了保證對Q1的完全導通，就必須要保證自舉電容C上的電壓跌落滿足：

式(1.4)參數(shù)說明：

VCC：驅(qū)動電源

VF：二極管正向?qū)妷?/p>

VGS(min)：為保證MOSFET飽和導通的最小柵源極電壓

VDS(on):為下管Q2飽和導通時流過的電流在導通電阻上的最大壓降

而引起自舉電容上電壓降低的因素主要包括：

1、上管Q1開通所需要的電荷QC

2、上管Q1柵源極的漏電流IIK_GS

3、高壓驅(qū)動芯片內(nèi)部懸浮電路所需要的靜態(tài)電流IQBS

4、芯片內(nèi)部懸浮端電路在承受高壓時對地的漏電流ILK

5、二極管D在承受反向高壓時的漏電流ILK_DIODE

6、自舉電容的漏電流ILK_CAP

7、上管Q1的開通時間THON

于是可以得到總的電荷數(shù)：

式(1.5)中參數(shù)太多，實際應用中電路的各個參數(shù)也不是標準的，所以可以根據(jù)實際經(jīng)驗擴大柵極電荷：

式(1.6)中10表示擴大的裕量倍數(shù)。

同時由式(1.6)和式(1.4)可以得到自舉電容的最小值為：

3.2、自舉電容的選擇

搭建仿真電路如圖3-1所示：

圖3-1 MOS驅(qū)動電路

圖3-1中自舉電容是C1。

由于在Multisim中不知道IRF840的柵極總電荷量參數(shù)，所以可以適當調(diào)整參數(shù)然后測自舉電容的電荷量變化即可知道所需電荷量，因此可以設置自舉電容為100NF，其電容兩端電壓波形如圖3-2所示：

圖3-2 自舉電容電壓變化波形

圖3-2中可得自舉電容電壓變化量為V=7.479V，所以MOS管IRF840需求的電荷量為：

所以如果要使得自舉電容上電壓變化量為：VBS(min)=0.1V，其所需要的電容量至少為：

將算的值代入，可得自舉電容兩端電壓波形如圖3-3所示：

圖3-3 自舉電容兩端電壓波形

由圖3-3可知，電容兩端電壓最大值和最低值相差為119.486mV，與實際設置值相差不大，所以也驗證了3.1中電容選擇的正確性。