如何控制使用長(zhǎng)輸出線時(shí)的傳導(dǎo)EMI（中）

如何控制使用長(zhǎng)輸出線時(shí)的傳導(dǎo) EMI（中）

簡(jiǎn)介

本文為分析并改善長(zhǎng)線負(fù)載下過高傳導(dǎo)EMI問題系列文章之中篇。上篇回顧了共模 (CM) EMI 模型，并考慮了電場(chǎng)耦合和磁場(chǎng)耦合的影響；中篇將利用一系列公式來探討傳輸線對(duì)輸出長(zhǎng)線對(duì)地阻抗的影響；下篇將總結(jié)三種 EMI 降噪方法，同時(shí)分析和預(yù)測(cè)諧振峰值。

輸出長(zhǎng)線對(duì)地阻抗

如果輸出線較長(zhǎng)，在傳導(dǎo)的高頻頻段，我們需要考慮它的傳輸線效應(yīng)。電力電子工程師朋友們?cè)谌粘９ぷ髦锌赡芎苌贂?huì)用到這部分的內(nèi)容，因此首先介紹一下相關(guān)的概念。

當(dāng)電路尺寸與要考察的頻率對(duì)應(yīng)的波長(zhǎng)相近時(shí)，電路的相關(guān)參數(shù)，如電壓、電流、阻抗等，會(huì)由集中參數(shù)變?yōu)榉植紖?shù)。

對(duì)于傳輸線的每一小段，如圖 1所示，我們可以考察它的單位電感、電阻、電容以及電導(dǎo)。

圖1: 傳輸線模型

傳輸線上的電流和電壓分布可以用公式（1）來計(jì)算：

其中Z0為傳輸線的特征阻抗，γ為傳輸常數(shù)。當(dāng)傳輸線上的損耗（如圖1中的R和G）可以忽略不計(jì)時(shí)，Z0可以用公式（2）來估算：

而γ可以用公式（3）來計(jì)算：

圖2顯示出輸出線所具有的幾何形狀，這意味著我們可以利用電磁場(chǎng)理論來求得參數(shù)。

圖 2：輸出線對(duì)地的幾何模型

如若忽略損耗，則可以使用公式 (4) 估算電容：

其中d代表傳輸線與參考地之間的距離，r為傳輸線的半徑，ε為介質(zhì)的介電常數(shù)。系統(tǒng)電感可以用公式 (5) 計(jì)算：

其中μ為介質(zhì)的磁導(dǎo)率。這里因?yàn)槭枪材Ｔ肼?，所以輸出的兩條線近似合并為同一導(dǎo)體考慮。

由于我們的輸出線的末端與參考地之間沒有連接，可以認(rèn)為是近似開路（末端電流為0），我們可以將（2）-（5）代入到（1），得到最終輸出線上的電流與電壓表達(dá)式。因此，可以得到，對(duì)于長(zhǎng)度為l的輸出線，它的阻抗(ZOC)可以用（6）表示：

其中ω為角頻率(2πf)；而λ即為波長(zhǎng)(1 / (f x (√LC))。

通過（6），根據(jù)三角函數(shù)的性質(zhì)，在l為四分之一波長(zhǎng)的奇數(shù)倍時(shí)（如1/4λ，3/4λ等），這個(gè)阻抗將發(fā)生串聯(lián)諧振，導(dǎo)致EMI傳播路徑上的阻抗大幅減小，因此，我們會(huì)發(fā)現(xiàn)有EMI峰的存在。如果傳輸線長(zhǎng)為2m，那么根據(jù)我們的實(shí)際情況，1/4λ，3/4λ對(duì)應(yīng)的頻率分別在31.6MHz和95.1MHz，這也就解釋了為什么上篇圖3的頻譜上會(huì)出現(xiàn)這兩個(gè)峰。

這個(gè)理論也很容易直接通過測(cè)量進(jìn)行驗(yàn)證。圖3為不同長(zhǎng)度傳輸線的對(duì)地阻抗測(cè)量結(jié)果，顯然，對(duì)于2m的輸出線，其阻抗謝振峰的位置符合我們之前的計(jì)算結(jié)果，這也解釋了EMI測(cè)量結(jié)果中的諧振峰。另外，輸出線越短，諧振發(fā)生的頻率也越高。

圖 3：不同長(zhǎng)度的傳輸線接地阻抗測(cè)量結(jié)果

最后，對(duì)應(yīng)1/4λ的頻率可以使用公式 (7) 進(jìn)行估計(jì)：

通過上式可以確認(rèn)，輸出線與參考地之間的距離以及線徑不會(huì)影響諧振的位置，諧振只與輸出線的長(zhǎng)度有關(guān)。

結(jié)論

在本文中，通過計(jì)算電流和電壓的分布、傳輸線損耗、電感、電容、最終輸出線阻抗和頻率，我們得到了上篇中描述的CM EMI模型。在下篇中，我們將分析多種降噪方法的效果，并最終實(shí)現(xiàn)長(zhǎng)線負(fù)載的成功輸出。

審核編輯：湯梓紅