IGBT損耗和溫度估算

摘要? ??

為獲得絕緣柵雙極型晶體管( IGBT)在工作過(guò)程中準(zhǔn)確的功率損耗,基于數(shù)學(xué)模型及測(cè)試,建立了 一種準(zhǔn)確計(jì)算功率逆變器損耗模型的方法。通過(guò)雙脈沖測(cè)試對(duì)影響?IGBT?開(kāi)關(guān)損耗的參數(shù)(?Eon 、Eoff?和?Erec )?進(jìn) 行準(zhǔn)確測(cè)量,建立了一種通用的功率器件導(dǎo)通損耗和開(kāi)關(guān)損耗模型。在考慮?IGBT?芯片間熱偶合影響基礎(chǔ)上 提出了一種結(jié)溫估算數(shù)學(xué)模型。搭建三相電感結(jié)溫測(cè)試平臺(tái),通過(guò)結(jié)溫試驗(yàn)驗(yàn)證了?IGBT?模塊損耗模型和結(jié) 溫預(yù)估算型準(zhǔn)確性。該損耗模型及結(jié)溫估算的方法對(duì)于提高功率模塊可靠性及降低成本具有較大工程實(shí)際意義。

0 引言 ? ?

隨著新能源汽車的大力發(fā)展,功率器件的封裝 逐漸向大電流、低阻通、小型化方向發(fā)展,IGBT?以其 開(kāi)關(guān)頻率高、導(dǎo)通壓降低等特點(diǎn)被廣泛應(yīng)用在電氣 設(shè)備電能轉(zhuǎn)換裝置中。在混合動(dòng)力汽車和純電動(dòng)汽 車中,IGBT?模塊的結(jié)溫是決定逆變器可靠性的關(guān) 鍵,也直接決定了模塊的最大輸出功率能力。

本 文 以?Infineon HybridPACK TM?驅(qū) 動(dòng) 模 塊?FS820R08A6P2B?為例?,模塊的理論最大集電極 輸出電流定義在連續(xù)電流有效值?820 A。但數(shù)據(jù)手冊(cè)定義最大?Icnom = 450 A,這是在水溫?80 ℃?下定 義的。也就是說(shuō),當(dāng)集電極電流有效值?450 A,其模 塊損耗產(chǎn)生的溫升使?IGBT?結(jié)溫達(dá)到?175 ℃ ,也就達(dá) 到了最大工作結(jié)溫。結(jié)溫取決于損耗、水溫和散熱,?即當(dāng)損耗、水溫更低,散熱更理想時(shí),模塊實(shí)際可以 短時(shí)間輸出比標(biāo)稱更大的電流,在電機(jī)上產(chǎn)生更大的轉(zhuǎn)矩。IGBT 模塊的損耗由?IGBT?芯片和二極管芯 片的通態(tài)損耗和開(kāi)關(guān)損耗組成,大功率模塊內(nèi)的引 線電阻造成的損耗也不能忽略,要一并計(jì)入模塊損 耗。損耗的變化會(huì)引起?IGBT?和二極管結(jié)溫的變 化,當(dāng)負(fù)載電流增加,結(jié)溫會(huì)顯著升高。結(jié)溫超出一 定范圍會(huì)使?IGBT?絕緣柵失去絕緣能力。加入IGBT交流群，加VX：tuoke08。鍵合線受到溫度應(yīng)力,經(jīng)歷功率周次后會(huì)引起鍵合線脫焊和 斷裂甚至損壞。位于芯片和散熱器之間的絕緣陶瓷 基板,由于其熱膨脹系數(shù)不同,在溫度變化下會(huì)產(chǎn)生 裂紋,導(dǎo)致模塊整體散熱效果變差,進(jìn)而導(dǎo)致?IGBT?超過(guò)最高結(jié)溫失效?。另一方面,在電動(dòng)機(jī)低轉(zhuǎn)速 起動(dòng)時(shí),由于?IGBT?和反向二極管交替長(zhǎng)時(shí)間導(dǎo)通,?會(huì)產(chǎn)生較大的結(jié)溫波動(dòng),也會(huì)使鍵合線失效。在實(shí) 際應(yīng)用過(guò)程中,新能源汽車水溫一般在?65 ℃?左右,?且隨散熱、損耗變化。為了使電動(dòng)車輸出更高功率,?同時(shí)保證其可靠性及安全性,對(duì)于?IGBT?模塊的最 高結(jié)溫和結(jié)溫紋波的正確估算尤為關(guān)鍵?。

要得到?IGBT?的結(jié)溫,首先要對(duì)?IGBT?的損耗進(jìn) 行計(jì)算,然后加入?IGBT?模塊實(shí)際的熱模型,在一定 的散熱條件下可以算出結(jié)溫。IGBT 的損耗分成 兩個(gè)部分:開(kāi)關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗。導(dǎo)通損耗是由負(fù) 載電流、IGBT?飽和壓降和調(diào)制方法決定的?。本 文將對(duì)損耗的數(shù)值計(jì)算方法進(jìn)行推導(dǎo),并通過(guò)結(jié)溫 實(shí)驗(yàn)與數(shù)學(xué)模型進(jìn)行對(duì)比。

1 IGBT?損耗模型建立

當(dāng)?Uge?之間被加上脈沖信號(hào),便對(duì)?CGE?開(kāi)始充 電,VGE?開(kāi)始上升,上升過(guò)程的時(shí)間常數(shù)由?CGE?和柵 極驅(qū)動(dòng)網(wǎng)路的電阻所決定,一旦?VGE?達(dá)到開(kāi)啟電壓?VGE(th)后,集電極電流?Ic?則開(kāi)始上升。開(kāi)通延遲時(shí) 間?t?d(on)被定義為從?VGE?上升至閾值電壓?VGE(th)?開(kāi) 始,到?IC?上升至集電極電流的?10%為止。此后,集 電極電流?Ic?持續(xù)上升,到?Ic?上升至集電極電流的?90%時(shí),這段時(shí)間稱為上升時(shí)間?t?r。開(kāi)通延遲時(shí)間?t?d ( on )與上升時(shí)間?t?r?之和被為開(kāi)通時(shí)間?ton?。在整個(gè) 開(kāi)通時(shí)間內(nèi),電流逐漸上升,而集電極-發(fā)射極之間 的壓降仍然十分可觀,因此主要的開(kāi)通損耗產(chǎn)生于 這一時(shí)間內(nèi)。

本文基于數(shù)學(xué)方法的功率損耗模型并以雙脈沖 測(cè)試為基礎(chǔ)進(jìn)行功率損耗研究,得出功率損耗與?IGBT?模塊自身參數(shù)之間的關(guān)系,有效且準(zhǔn)確性較 高。IGBT 功率損耗主要來(lái)自飽和導(dǎo)通狀態(tài)下電阻 產(chǎn)生的損耗和開(kāi)關(guān)在通斷過(guò)程中電流和電壓變化不 同步引起的損耗。

式中:T0?為輸出時(shí)間周期;Econd?為導(dǎo)通損耗;Eon?為 開(kāi)關(guān)開(kāi)通瞬間能量損耗;Eoff?為開(kāi)關(guān)關(guān)斷瞬間能量 損耗;pav?為模塊平均功率損耗;pcond?為導(dǎo)通功率損 耗;psw?為開(kāi)關(guān)功率損耗。

1. 1?IGBT?導(dǎo)通及開(kāi)關(guān)損耗模型?

(1)IGBT?導(dǎo)通損耗?

導(dǎo)通損耗是導(dǎo)通過(guò)程中由于飽和壓降的存在,?而飽和壓降與導(dǎo)通時(shí)壓降、占空比、開(kāi)關(guān)頻率以及結(jié) 溫有密切關(guān)系。

式中:i(t)=?isin(ωt)為正弦負(fù)載電流;vCE?(t)=?VCE0?+?ri(t)。

(2) IGBT?開(kāi)關(guān)損耗?

為精確獲取?IGBT?的開(kāi)關(guān)特性,需要搭建?IGBT?模塊的半橋電路進(jìn)行雙脈沖測(cè)試,開(kāi)通時(shí)和關(guān)斷時(shí) 能量損失?Eon?和?Eoff?對(duì)開(kāi)關(guān)損耗有直接影響,除此之 外,開(kāi)關(guān)損耗還與開(kāi)關(guān)頻率有關(guān)。開(kāi)通過(guò)程中的能 量損耗定義為在時(shí)間跨度為?T0?情況下,集電極電流 從正常值的?10%到集射極電壓下降到正常值的?2%?結(jié)束。關(guān)斷過(guò)程中的能量損耗定義為?Eoff?對(duì)應(yīng)的時(shí) 間,從?Uce?上升到正常值的?10%開(kāi)始,集電極電流下 降到正常值的?2%結(jié)束。

式中:f?sw,IGBT?為開(kāi)關(guān)頻率;Eon,IGBT ,Eoff,IGBT?分別為開(kāi) 關(guān)開(kāi)通和關(guān)斷時(shí)的能量損失,?需通過(guò)實(shí)驗(yàn)測(cè)試獲 得;T0?為開(kāi)通到關(guān)斷時(shí)的一個(gè)周期。

式中:Inom?為標(biāo)稱電流;Vdc?為直流母線電壓;Vnom?為 額定電壓;Eon,IGBT(Inom?,Vnom?)為額定電流和額定電壓 下的開(kāi)關(guān)開(kāi)通能量損耗;Eoff,IGBT(Inom?,Vnom?)為額定電 流和額定電壓下的開(kāi)關(guān)關(guān)斷能量損耗。對(duì)于不同應(yīng) 用場(chǎng)合,開(kāi)通和關(guān)斷時(shí)的能量損耗是不相同的,根據(jù) 不同工況需求,進(jìn)行雙脈沖測(cè)試獲得。

1. 2?二級(jí)管導(dǎo)通及開(kāi)關(guān)損耗

(1)導(dǎo)通損耗模型

式中:T0?為一個(gè)開(kāi)關(guān)周期;vCE?為集射極電壓;τ(?t)?為開(kāi)通時(shí)間。

(2)開(kāi)關(guān)損耗模型

式中:?Erec(Inom?,Vnom?)?為二極管反向恢復(fù)能量損耗。

1. 3?雙脈沖測(cè)試

為了準(zhǔn)確建立?IGBT?損耗模型,對(duì)開(kāi)關(guān)過(guò)程中 的通態(tài)及斷態(tài)損耗進(jìn)行雙脈沖測(cè)試。如圖?1?所示,?測(cè)試臺(tái)架主要由可調(diào)直流電源、電容組、電感以及?IGBT?模塊及驅(qū)動(dòng)電路組成。第一個(gè)脈沖用于建立一個(gè)初始電流值,例如數(shù)據(jù)手冊(cè)中的額定電流,在零 電流開(kāi)通條件下,脈沖時(shí)長(zhǎng)大約?50 μs,需要的負(fù)載 空心電感大約?35 μH。第一個(gè)脈沖的關(guān)斷即?IGBT?的關(guān)斷特性也是二極管的正向?qū)ㄩ_(kāi)啟,通過(guò)讀取 下降沿波形可以查看?IGBT?關(guān)斷時(shí)是否有振蕩,是 否存在過(guò)高的電壓過(guò)沖。第一個(gè)脈沖的關(guān)斷到第二 個(gè)脈沖的開(kāi)通之間是由二極管續(xù)流構(gòu)成的,IGBT?只 有無(wú)法觀測(cè)到的漏電流,負(fù)載側(cè)有可以觀測(cè)的電流,?這段時(shí)間設(shè)得很短,大約?10 μs,所以電流在負(fù)載上 消耗的功率很小。可以發(fā)現(xiàn),第二次開(kāi)通的電流大 致與第一個(gè)脈沖關(guān)斷的電流相等。第二個(gè)脈沖上升 沿是?IGBT?在一定電流下的開(kāi)通,對(duì)應(yīng)的續(xù)流二極 管完成反向恢復(fù)。第二個(gè)脈沖寬度在?10 μs?左右,?以免關(guān)斷電流超過(guò)器件最大關(guān)斷電流。雙脈沖測(cè)試 參數(shù)如表?1?所示。

IGBT?損耗特性和溫度息息相關(guān),因此標(biāo)定出常 溫?25 ℃?和高溫?125 ℃?時(shí)的損耗值作為基礎(chǔ),并在?25 ℃和?125 ℃參數(shù)基礎(chǔ)上,通過(guò)線性化處理,獲得 全溫度范圍的損耗數(shù)據(jù)。雙脈沖測(cè)試開(kāi)關(guān)特性如圖?2?和表?2?所示。

2 IGBT?結(jié)溫預(yù)估
?

材料的導(dǎo)熱性能直接影響?IGBT?的散熱能力,?如果已知介質(zhì)橫截面積?A?和厚度?d,就可以得到熱 阻?Rth?。如圖?3?所示,Tj?為晶元結(jié)溫,Tf?為液冷系統(tǒng) 冷卻液溫度。在已知晶元損耗的情況下,由式(9)?可以獲得單個(gè)?IGBT?和二極管的熱阻。

式中:Rth?為熱阻;ΔT?是溫升;ptot?是系統(tǒng)總體損耗。

IGBT?熱網(wǎng)絡(luò)物理模型如圖?4?所示。熱阻本身 反應(yīng)了熱傳遞系數(shù),考慮到熱傳遞時(shí)間,引入了?Zth?的概念,增加了電容系數(shù)?C,組成為等效?RC?熱局部 網(wǎng)絡(luò)模型(Foster?模型),當(dāng)芯片產(chǎn)生熱量,熱流的熱 路由熱阻和熱容組成,Foster?模型模型不用考慮實(shí) 際的物理層和材料。將圖?4?抽象到如圖?5?所示的四 階?RC?數(shù)學(xué)模型。

Foster RC?熱阻模型中,熱傳導(dǎo)特性由電阻、電 容的串并聯(lián)組合來(lái)模擬,表達(dá)式如下:

式中:熱容?Zth( t)是熱阻?Ri?對(duì)時(shí)間的表征,加入虛 擬的?4?階電容參數(shù)?Ci。?

基于圖?5?的?IGBT?熱網(wǎng)絡(luò)模型,相關(guān)?RC?參數(shù)如 表?3?所示(本文提到的?IGBT?模塊為?FS820R08xxx?系列)。

結(jié)溫由四個(gè)組成部分:由芯片損耗乘以熱阻,模 塊對(duì)水冷液的熱對(duì)流,水溫, IGBT?和二極管的熱 耦合。

由式(11)、式(12)可見(jiàn),結(jié)溫主要是發(fā)熱損耗 和?IGBT /?二極管熱容(?Zth )?的乘積,發(fā)熱損耗包括?ptot,IGBT?和?ptot,Diode?兩 部 分,?熱 容 包 括?Zth,IGBT?和?Zth,Diode,也需要考慮散熱介質(zhì)特性(橫截面積?A,厚 度?d?),?散 熱 水 流 溫 度?(?Tflow ),?芯 片 熱 耦 合?(Zth,Diode,coupling,Zth,IGBT,coupling)的影響。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

結(jié)溫測(cè)試設(shè)備由雙脈沖發(fā)生器、冷卻液水泵、三相負(fù)載電感、雙脈沖發(fā)生器及?IGBT?測(cè)試模塊組成,?如圖?6?所示。受測(cè)試條件限制,本文采用三相電感 作為結(jié)溫測(cè)試負(fù)載。

對(duì)于?IGBT?發(fā)熱而言,重要的參數(shù)是電流、電 壓、開(kāi)關(guān)頻率、功率因數(shù)角和調(diào)制度。只要選取對(duì)標(biāo) 電機(jī)電感的外置電感負(fù)載,就能在電機(jī)正向運(yùn)行工 況下,較好地鏡像評(píng)估?IGBT?的發(fā)熱。該工況下?IGBT?有最高的發(fā)熱,是系統(tǒng)保護(hù)點(diǎn)設(shè)計(jì)和軟件故障 診斷的觸發(fā)點(diǎn)。結(jié)溫測(cè)試方法用電感負(fù)載模擬,對(duì)比經(jīng)典電機(jī) 對(duì)拖測(cè)試平臺(tái),電感實(shí)現(xiàn)機(jī)械能到電能的轉(zhuǎn)換,不能 模擬電機(jī)反拖工況,該工況下?IGBT?和二極管發(fā)熱 分布會(huì)變化較大,因此不能模擬電動(dòng)車能量回收對(duì) 二極管的影響。考慮電動(dòng)車配有機(jī)械剎車,不會(huì)完 全使用功率電子最高的電氣能量回收能力,因此能 量回收不是最惡劣工況,該測(cè)試方法依然有實(shí)用的 現(xiàn)實(shí)意義?；谥绷髂妇€電壓?400 V,開(kāi)關(guān)頻率?10 kHz,調(diào) 制度?0. 9,功率因數(shù)?0. 9,測(cè)試不同負(fù)載電流下的損 耗和結(jié)溫,結(jié)果如表?4?所示。

通過(guò)脈沖發(fā)生器將脈沖信號(hào)加載到柵極驅(qū)動(dòng)器 上。達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí),從測(cè)試結(jié)果可以看出,芯片的最高 結(jié)溫出現(xiàn)在出水口處。當(dāng)功率損耗分別?0. 94 kW、 1. 22 kW、1. 53 kW?和?2. 00 kW?時(shí),測(cè)試最高結(jié)溫分 別為?49. 1 ℃ 、57. 6 ℃ 、66. 7 ℃?和?76. 7 ℃ ,如圖?7?所示。通過(guò)雙脈沖測(cè)試獲得的?IGBT?損耗,并根據(jù)模 塊的封裝結(jié)構(gòu)獲得模塊的總熱阻,由式( 11)?和式?(12)計(jì)算得到的?IGBT?模塊的最高結(jié)溫與測(cè)試獲得 的結(jié)溫進(jìn)行對(duì)比,從圖?8?中可以看出,不同損耗對(duì)應(yīng) 的理論值與實(shí)驗(yàn)測(cè)試值均在?4 ℃?以內(nèi),表明本文的 損耗測(cè)試方法與工程實(shí)際較為吻合。

4 結(jié)語(yǔ)

本文建立了?IGBT?功率損耗理論計(jì)算、參數(shù)測(cè) 試、結(jié)溫預(yù)測(cè)及結(jié)溫實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證等系統(tǒng)方法,通過(guò)雙脈 沖測(cè)試,對(duì)不同負(fù)載、驅(qū)動(dòng)參數(shù)及環(huán)境條件下?IGBT?及二極管開(kāi)關(guān)性能進(jìn)行測(cè)試?；谒@得的損耗并 考慮芯片間熱耦合影響,建立了?IGBT?結(jié)溫預(yù)估數(shù) 學(xué)模型,通過(guò)結(jié)溫實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了損耗模型及結(jié)溫模型 的準(zhǔn)確性。本文的損耗模型及結(jié)溫模型對(duì)解決工程 實(shí)際問(wèn)題具有較高的參考價(jià)值。

審核編輯：湯梓紅