放大器的損耗分析與散熱設計

本文來源于電源學報

功率放大器主要用于完成信號源輸入信號的功率放大和阻抗特性匹配及發(fā)射，在很多領域如電動振動試驗臺、發(fā)射系統(tǒng)、核磁共振和聲納探測等［1-3］都有廣泛的工程應用。隨著負載對功放輸出功率和精度要求的提高，大功率、寬帶寬、高保真的功率放大器逐漸成為國內外學者研究的熱點。

線性功率放大器LPA（linear power amplifier）具有高保真度和出色的動態(tài)特性，但由于晶體管偏置電路，LPA在其輸出階段具有非常高的損耗，使得這類放大器效率不高［4-6］。近年來，D類和E類開關功率放大器在不需要高保真度的各種應用中取代了LPA，由于開關功率放大器工作于晶體管的截止區(qū)域和飽和區(qū)域，因此具有更高的效率，可以實現緊湊且低成本的設計。然而，開關功率放大器產生額外的電磁干擾EMI（electro magnetic interference），且在放大器和負載之間需要設置合適的低通濾波器，但帶來了時間延遲、帶寬有限和非線性等缺點［5］。

為使功率放大器具有大功率、高效率的輸出，同時保持LPA的高保真度，有學者提出通過組合LPA和開關功率放大器實現的混合功率放大器HPA（hybrid power amplifier）［7-9］，其中承擔主要功率的開關功率放大器與LPA串聯連接，LPA只補償輸出電壓和開關功率放大器輸出電壓之間的差值。因此低電壓小功率的LPA可用于高電壓大功率應用中，顯著降低了LPA功率晶體管的電壓降，使得HPA具 有寬輸出寬帶、高輸出電壓質量和低輸出阻抗的優(yōu)點。此外，除了混合功率放大器來提高輸出精度外，利用多電平逆變器在開關功率放大器中的應用也越來越受到關注。文獻［8］中研制了1kV·A的混合功率放大器和PWM功率放大器，并對兩者的輸出性能進行了比較，由于HPA系統(tǒng)受LPA影響，效率最高只有75%，而PWM功率放大器的效率明顯高于混合功率放大器。

隨著電力電子裝置的小型化發(fā)展以及功率密度的提高，設備的溫度對其安全可靠運行影響很大。由于功率器件的失效率隨器件溫度呈指數關系增長［10］，在實際工作中，可能會因為熱量不能及時排出或者分布不均導致器件溫度過高甚至燒毀，影響電路的可靠性和壽命［11］。同時，功率器件的熱性能也對功率放大器的輸出失真有一定的影響［8］，因此研究功率放大器的損耗分布并設計合理的散熱系統(tǒng)具有十分重要的意義。目前已有大量學者對變換器的熱性能進行了研究［12-14］，卻鮮有文獻對大功率功率放大器設備進行詳細的損耗計算及散熱系統(tǒng)設計，文獻［15］研究了HPA的損耗分布及損耗的影響因素，詳細描述其散熱系統(tǒng)的設計過程。如果功率放大器在結構和散熱系統(tǒng)設計上存在缺陷， 則不能在設定功率下長時間運行， 只能被迫降低功率來減少發(fā)熱量， 最終會導致功放裝置功率密度減小、使用效率降低。

實際工程應用中，大功率裝置散熱方式通常有風冷和液冷兩類［16］。其中，液冷散熱通過冷卻液體在特定管路內的流動來將裝置熱量轉移到環(huán)境中，具有靜音環(huán)保、密封防塵性好等優(yōu)點［17］，但是水冷散熱器的加入會導致裝置體積的增大，對體積受限的特殊裝置不一定適用；對于中、大功率變換器裝置應用來說，強迫風冷散熱技術是當前最為成熟且經濟性最高的一種散熱方式［18］。而風冷設備中散熱系統(tǒng)風道的布置和散熱片的設計對散熱效果影響很大，故對大功率多模塊裝置的散熱設計具有重要意義，可為同類產品的熱設計提供思路。

為此，本文提出了一種模塊化多電平開關功率放大器MM-SPA（modular multi-level switching pow-er amplifier）及其熱設計思路，它能夠很好地解決負載對功放大功率、低失真度、高功率密度和高轉換效率的需求。對MM-SPA損耗計算進行詳細研究，分析了MM-SPA的損耗分布特點，根據功耗及散熱要求對散熱系統(tǒng)進行了設計，并采用有限元軟件ANSYS對散熱設計進行仿真和設計優(yōu)化。最后研制出1臺30kW的MM-SPA樣機，通過實驗驗證了理論計算和仿真的正確性。

MM-SPA的結構及工作原理

MM-SPA拓撲采用低壓級聯高壓輸出的結構，如圖1所示，其功率單元進行模塊化設計，每個功率單元模塊由二極管整流器、DC/DC變換器以及H橋變換器3部分組成。功率單元內部由380V工頻電源輸入，經過二極管整流為直流，再經過隔離型高頻DC/DC得到穩(wěn)定的直流，最后經過H橋變換器轉換為需要的交流信號。將多個功率單元模塊輸出級聯，得到多電平輸出，再經過濾波電路后供給負載。前級整流和DC/DC變換可以實現系統(tǒng)的寬范圍調壓，后級H橋通過調頻調壓，對輸出進行進一步調節(jié)，得到理想的放大信號。該拓撲將多電平變換器應用于開關功率放大器中，具有低電壓應力、低電磁干擾、低開關損耗以及高質量輸出的優(yōu)點。

圖1.MM-SPA拓撲結構

損耗計算

損耗計算是熱分析的基礎，準確地計算出器件損耗才可以進行合理的熱設計。由MM-SPA的結構可知，功放損耗主要包括半導體開關器件的損耗、電容的損耗以及高頻變壓器的損耗。其中，相對復雜難算的是半導體開關器件，即絕緣柵雙極型晶體管IGBT及續(xù)流二極管的損耗。本文采用一種工程上實用的損耗計算方法，詳細介紹了功率放大器損耗計算的過程，包括通態(tài)損耗和開關損耗。

1

通態(tài)損耗

通態(tài)損耗是指器件導通過程中，由于導通壓降而產生的損耗。通態(tài)損耗與器件自身特性、流過的電流及結溫有關。在一個基波周期T0內，輸出正弦波電流時的IGBT和快恢復二極管FWD的通態(tài)損耗可以分別表示為

式中：vce（t）和vf（t）分別為IGBT和快恢復二極管的實際導通壓降；ic（t）和 if（t）分別為流過IGBT和二極管的電流；σ（t）為占空比。其中輸出特性vce（t）與ic（t）為非線性，其典型曲線如圖2所示，（（vf（t）與if（t）類似，在此不贅述）。將vce（t）與ic（t）之間的關系用直線擬合，可以得到

式中：Vce0為門檻電壓；Rce為IGBT通態(tài)等效電阻。Vce0和Rce均受溫度的影響［19］，其值可通過廠家提供的器件手冊得到。

考慮到廠家提供的輸出特性曲線是在特定測試環(huán)境下測試的，不能直接使用。本文分別擬合出結溫T（125℃）和T（25℃）下vce（t）與ic（t）的關系曲線，得到2組參數，（Vce0（125℃）和Rce（125℃））和（Vce0（25℃）和Rce（25℃））。通過插值近似則可得到Vce0和Rce關于結溫Tvj的 函數關系為

采用SPWM時，逆變器輸出電流、電壓的基波分別為

式中：Icp和Vp為輸出電流和電壓的峰值；漬為輸出實際電流和電壓之間的相角。

裝置采用載波移相SPWM，考慮死區(qū)的存在，

圖2.vce（t）與 ic（t）的典型曲線

圖3.開關能量曲線

在載波移相調制下，第i個模塊的單個IGBT和單個二極管的占空比可以分別描述為

式中：M為調制比；td為死區(qū)時間；λ為載波移相的 角度，λ=Ts/n，n為模塊數目。則第i個模塊中單個IGBT和單個二極管的通態(tài)損耗Pcon_T（i）和 Pcon_D（i）分別為

2

開關損耗

隨著開關頻率的提高，開關損耗在整個器件損耗中的比例也變得比較大，在高頻開關器件中，開關損耗也會隨之增大。開關損耗包括開通損耗和關斷損耗兩部分。

在每個切換時刻tα、tβ 、tγ，輸出電流分別對應為iC（tα）、iC（tβ）、iF（tγ），開關能量曲線如圖3所示，據此來擬合計算出開關能量Eon、Eoff、Erec?？紤]到實際電壓與測試電壓之間的差異，每次開關損耗還需要乘以實際導通電壓vce，off（tα）、vce，off（tβ）、vf，off（tγ）與測試電 壓vce，ref之比。在開關周期內累加所有開關動作的損耗，就可得到第i個模塊中IGBT開通、關斷和二極管關斷時的損耗Pon（i）、Poff（i）和Prec（i），分別為

式中：fsw為開關頻率；Nα、Nβ和Nγ為開關動作的數量，可根據載波與調制波頻率求得。由于二極管開通時損耗很小，在此不考慮，僅考慮二極管的反向恢復損耗。

IGBT和二極管的總損耗由導通和開關損耗之和計算。在1個開關周期內，第i個模塊的單個IGBT和單個快恢復二極管的開關損耗Ptot_T（i）和Ptot_D（i）分別表示為

n個模塊的總損耗可以表示為

3

損耗計算及其分布特點研究

裝置選擇的IGBT模塊為英飛凌公司的FF150R12KS4，傳統(tǒng)的續(xù)流二極管由于其反向恢復問題，從而影響開關管的開關損耗，本文高頻整流二極管采用碳化硅二極管C3D10170H，其最大優(yōu)點是反向恢復特性好，理論上反向恢復損耗幾乎為0，因此大大降低了損耗。

根據第2節(jié)中介紹的方法，在額定工況下分別計算功率單元模塊3部分的損耗，結果如表1所示，可知，1個單元模塊的損耗為242.85W，則9個模塊的總損耗為2185.65W。為了驗證理論計算的正確性，利用仿真軟件PLECS搭建功放熱模型得到相應的損耗值，PLECS的熱模塊可以快速估算功率損耗。PLECS仿真結果如圖4所示，其中P1、P2、P3分別為二極管整流器、DC/DC變換器以及H橋變換器3部分的損耗。

表1.額定工況下功率單元模塊3個部分損耗計算結果

圖4.PLECS的仿真結果

為更好地匹配阻抗，為匹配電路設計提供參考依據，研究負載功率因數對MM-SPA損耗的影響程度，在輸出視在功率保持0.9p.u.一定時，改變負載功率因數，可以得到其損耗分布曲線，如圖5所示?？梢钥闯?，功率因數對H橋部分損耗的影響相對較小，對二極管整流器和DC/DC部分影響較大。負載功率因數較大時，總損耗相對較大，隨著負載功率因數的增大，輸出效率也在不斷減小。功率因數為0.9時的損耗分布如圖6所示，可以看出，H橋中開關損耗占比72%，導通損耗28%，這是由于設 備工作在高頻狀態(tài)下，開關損耗比例很大。DC/DC部分損耗在3部分中占比最大，達到53%，降低這部分損耗是提升系統(tǒng)效率的關鍵，可以采用軟開關技術、合理設置開關頻率、優(yōu)化控制策略和選用低損耗的新型功率器件等措施合理降損。

圖5.不同功率因數下的損耗分布

圖6.功率因數0.9的損耗分布

進一步研究功率放大器輸出功率、輸出頻率和調制度對損耗的影響程度，得到不同工況下的系統(tǒng)損耗并計算效率，效率曲線如圖7所示。圖7（a）為不同功率等級下效率隨輸出頻率變化的曲線，可以看出不同輸出頻率對效率影響不大，隨著輸出功率的增大，效率在不斷增加，但功率隨著功率增大的越多，效率增長的速度變慢；圖7（b）為不同頻率下效率隨功率等級變化的曲線，在50~1000Hz的寬輸出頻帶內效率基本保持不變，稍呈先增后減的趨勢，在400Hz左右效率最高；圖7（c）為不同功率等級下效率隨調制度變化的曲線，可見效率隨著調制度的增大而增大，低調制度時效率相對較低，裝置使用時應盡量采用高調制度。

（可左右滑動查看）

圖7.功率放大器在不同輸出功率、輸出頻率和調制度輸出下的效率曲線

功率放大器的散熱設計

電力電子設備熱控制的目的是要為芯片級、元件級、組件級和系統(tǒng)級的裝置提供良好的熱環(huán)境，保證它們在規(guī)定的熱環(huán)境下，能按預定的參數正常、可靠地工作。通過計算裝置機箱與外界空氣對流散熱的熱流密度和機箱內部各個功率電子元件模塊的工作環(huán)境溫度可以對機箱的散熱性能進行評價。熱仿真技術已成為電子設備研制中不可或缺的關鍵技術，通過對機箱產品熱量傳播方式的分析和溫度分布及速度矢量的仿真計算，可以研究加強機箱散熱的有效措施并指導結構熱設計，盡可能減少熱阻，加快散熱速度，降低內部溫升，提高設備的 可靠性。

在眾多的散熱方式中，強迫風冷的散熱效果遠好于自然風冷，復雜性大大低于水冷和油冷，是常用電力電子裝置的主要散熱方式，考慮到功放使用環(huán)境的特殊性對裝置體積和可靠性要求較高，故選用強迫風冷作為裝置的散熱方式。當散熱量一定時，除了增強表面換熱系數外，還可以通過增加換熱面積達到降低溫差的目的?；诖耍瑢渭円揽繌娖蕊L冷不能解決的散熱問題，往往通過引入散熱器，特別是肋片散熱器，讓換熱面積大大增加，使熱流密度比沒有散熱器時減小1個量級，從而大幅降低待冷卻物體表面溫度。

綜上所述，本文采用強迫風冷結合肋片散熱器的方式完成MM-SPA設備機柜的散熱設計。下面分別從整機機柜和功率單元箱兩部分進行介紹。

1

整機機柜

本文研究的30kW的MM-SPA設備主要由功率單元模塊和控制單元箱組成，機箱外形和內部結構如圖8所示。采用9個功率單元可以滿足30kW的額定輸出，其結構布局如圖8（a）所示；每個功率單元模塊由2個機箱組成，分別包含DC單元箱與H-bridg單元箱，單元箱采用不銹鋼材質鋼板制作，功率單元箱內部結構布局如圖8（b）所示。

假設散熱器設計合理，那么散熱器可以將發(fā)熱量傳遞至散熱空間。所選風機將熱量排出設備外，風機的風量應能將全部發(fā)熱量帶走。熱平衡方程為

圖8.MM-SPA機箱外形與內部結構示意

式中：L為冷卻空氣流量，m3/s；Q為設備發(fā)熱量，kW;ρ為空氣密度，kg/m3，取1.13 kg/m3；Cp為空氣的比熱，kJ/（kg·℃），取1.009kJ/（kg·℃）；Δt為冷卻空氣入口和出口的溫升，℃，通常取10℃。計算得設備總發(fā)熱量為Q=2.2kW，則

上述計算得到的風量為帶走發(fā)熱量所需風量。由于該設備電源模塊和功放模塊體積較大，所需風量較大，故采用2個軸輪風機并聯對設備進行抽風冷卻，每個單元箱采用8個小風扇進行內部抽風散熱，增強散熱效果。選用軸流風機FJ16052MABD，最大風量為925m3/h，最大靜壓為100Pa，小風扇為 AD0312MX-G05，最大風量5.6m3/h，其軸流風機和小風扇的特性曲線如圖9所示，但是由于風阻的存在，風機是不可能總是工作在最大風量處的，所以風機的工作點風量肯定小于最大風量。總風量需要大于設備發(fā)熱量才可以滿足系統(tǒng)要求，計算總風量為：總風量=925×2+5.6×8×9=2253.2 m3/h=0.626 m3/s》0.193m3/s，滿足系統(tǒng)要求，進行下一步的風道設計。

（a）軸流風機FJ16052MABD特性曲線

（b）小風扇AD0312MX-G05特性曲線

圖9.風機性能特性曲線

MM-SPA各模塊單元箱均采用獨立散熱，機箱內采用整塊散熱器，主要功率器件及部分器件均固定于散熱器上，每個機箱內均有小風扇對其進行散熱，各模塊風道相互獨立，設備運行時，外界冷空氣經過單元箱內散熱器翅片通道，與單元箱內功率器件等熱源進行對流換熱后，熱量通過散熱器基板及翅片帶入風道，通過柜頂的風機強制風冷將熱量帶入柜外，以滿足整機的散熱需求。

機柜風機的擺放位置對會影響整體散熱效果，通常風機有頂部抽風和底部鼓風2種方式。由于熱空氣呈上升趨勢，抽風機常裝在機柜頂部，而鼓風機常設置在機柜底部。根據機箱尺寸、設備需求等，考慮底部鼓風方式可能會帶入大量灰塵進入機柜，采用前門進風、頂部抽風的風道設計，前門進風口裝置濾網用于隔塵。風道設置示意如圖10所示。

圖10.機柜風道示意

采用有限元軟件ANSYS對機箱模型進行散熱分析。首先對模型進行簡化，略去螺釘、螺母、圓角 和安裝孔等不影響熱路模型的局部細節(jié)和小插件，對機箱整體進行散熱仿真，再利用提取系統(tǒng)級別的 計算結果對最危險的單元箱級結構進行分析。系統(tǒng)級分析的目的是評估單元箱位置、風扇架及進出口位置的合理性，建模時按整個單元箱均勻發(fā)熱考慮。單元箱級分析的目的是評估單元箱內各器件分布的合理性及元件是否滿足設計要求。

所設計機柜風道下的溫度云切面如圖11所示，可以看出模塊最高溫度為56.49℃，最低溫度49.07℃，各個模塊整體分布相對比較均勻，各模塊之間溫差不超過8℃，設計的機柜風道可以得到更為理想的熱性能。

圖11.機柜的溫度云切面

2

功率單元箱模塊

功放柜中主要的發(fā)熱源為功率單元箱，在功率單元箱內部均設計了獨立散熱，在每個機箱中采用4個小風扇（AD0312MX-G05）進行散熱，通過小風扇的抽風將熱量沿著單元箱內部的散熱片導入機箱后部的風道。

DC單元箱為例進行詳細的熱分析。功率放大器在工作過程產生的損耗經歷時間的積累必定會造成溫升問題，其溫度變化受很多因素影響，包括單元箱的結構散熱器的大小和材質以及氣流等。為更精確地計算溫度，通過引入熱阻的概念得到結溫，建立了一個熱阻等效網絡，如圖12所示，IGBT模塊各部分損耗功率對應電流源，熱阻對應電阻，溫升對應電壓。圖12中：Tj_T和Tj_D分別為IGBT和二極管的結溫；TC為IGBT的殼溫；Th為散熱器最高溫度；Ta為環(huán)境溫度；PT和PD分別為IGBT和FWD 產生的損耗等效電流源；Rthjc_T和Rthjc_D分別為IGBT和二極管硅片至外殼間的熱阻；Rthch為管殼與散熱器之間的熱阻，Rthha為散熱器與環(huán)境之間的熱阻。Rthca與Rthch和Rthha相比數值很大，與Rthch和Rthha并聯時可以將其忽略。

圖12.IGBT模塊熱阻等效網絡

熱阻R和功率損耗P以及溫升ΔT的關系為：R=ΔT/P。由等效網絡可得功率器件的結溫為

依據熱阻網絡，可以求出各點的溫度，也可以由給定的溫度，反求出某一位置的熱阻?，F以最高的功率器件結溫為準，可以反算出散熱器的熱阻Rha。IGBT最大結溫由器件商提供的Datasheet中可以查到為150℃，將結溫保持在最大值以下是散熱設計的關鍵部分［19］。IGBT模塊直接安裝在散熱器上，散熱器底板最大允許溫度可以表示為

IGBT內部的熱阻可從Datasheet中獲取，可知，Rthjh_T=0.13K/W，Rthjh_D=0.31K/W，熱阻與損耗結合則可以計算得到散熱器的最大熱阻，用于散熱器的選擇。設置最高環(huán)境溫度為30℃，從而可得散熱器的最大熱阻為0.47K/W。

進一步，散熱器的設計細節(jié)要綜合考慮設備的結構要求、成本、風壓、散熱效率和加工工藝等條件。利用ANSYS仿真后，分別得到元件最高溫度Tmax、IGBT溫度Tigbt以及散熱器質量mass和散熱器熱阻Rth隨肋片數量的變化曲線，如圖13所示，可以看出，當散熱器肋片數量增加時，溫度和熱阻均先降低后上升，且存在1個肋片數量最佳的區(qū)域。綜合考慮各變量影響，選擇肋片數量為14個。

（a）溫度隨肋片數量的變化

（b）質量mass、熱阻（Rth，Rthmax）隨肋片數量的變化

圖13.器件最高溫度、IGBT溫度以及散熱器質量和散熱器熱阻隨肋片數量的變化曲線

根據選定的散熱器肋片尺寸，在損耗最大的極限情況下進行熱仿真，保證散熱可靠性，忽略輻射放熱，設置環(huán)境溫度為30℃，求解結果收斂，對結果進行相應的后處理，可以得到DC單元箱內各部分的溫度云圖和切面溫度云圖，如圖14所示。從分析結果可以看出DC單元箱最高溫度主要集中在電源模塊上。其中，電源模塊最高溫度達到51.94℃。變壓器最高溫度40.31℃、電感33.21℃、IGBT 46.44℃，均未超過元器件最高使用溫度，滿足散熱要求。

（a）箱內各部分

（b）切面

圖14.DC單元箱溫度仿真云圖

H-bridge單元箱各部分溫度分布和切面溫度云圖如圖15所示。從分析結果可以看出H-bridge單元箱中IGBT溫度為68.98℃，控制板上電源芯片溫度 34.94℃，均低于最大結溫，DC單元箱熱設計滿足要求。

（a）箱內各部分溫度分布

（b）切面溫度云圖

圖15.H-bridge單元箱溫度仿真云圖

實驗驗證

根據前文的熱設計思路，研制了1臺MM-SPA實物樣機，如圖16所示，每層功率模塊包括1個DC單元箱和1個H-bridge單元箱。在額定功率下利用紅外測溫儀對功率放大器機箱和單個模塊進行測溫。單元箱紅外測溫結果如圖17所示。從實驗結果可以看出，單元箱表面最高溫度46.7℃，機柜表面溫度39.2℃，與仿真結果具有較高的一致性，說明了熱設計的合理性。

圖16.MM-SPA實物裝置

（可左右滑動查看）

圖17.機箱紅外測溫

為了進一步驗證設計的合理性和理論計算的正確性，實驗得到輸出頻率為500Hz和50Hz時不同功率等級下的MM-SPA樣機效率，實驗與仿真中效率對比曲線如圖18所示。由圖可以看出，實驗結果與仿真結果趨勢一致，效率隨著功率的增大逐漸增大，滿功率運行時整機效率達到最大值92%。考慮到仿真中未考慮電容、變壓器等器件的損耗，實驗得到的效率值略小于仿真結果?？傮w來說，不同功率下的MM-SPA效率實驗值在誤差范圍內與仿真較為接近，整機效率可以后續(xù)在增加軟開關等措施時進行改善。

圖18.不同功率下的MM-SPA效率曲線對比

結語

本文研究了一種模塊化多電平結構的大功率開關功率放大器，利用工程實用的損耗計算方法對功放的損耗進行了計算，分析了影響功放功率損耗和轉換效率的主要影響因素，并給出了進一步的降損措施。利用仿真軟件PLECS對理論計算結果進行了對比研究，驗證了計算方法的正確性。根據損耗和散熱需求，對MM-SPA的機柜和單元箱進行散熱設計，并在有限元仿真軟件ANSYS中通過熱仿真進行驗證。最后研制了1臺30kW的MM-SPA樣機，實驗表明熱設計滿足散熱要求，不同功率下的效率曲線與仿真一致性較好。

責任編輯：haq