時序分析的基本步驟

時序分析的基本步驟：

一個合理的時序約束可以分為以下步驟：

時序約束整體的思路與之前我說的方法基本一致。整體的思路如下：

先是約束時鐘，讓軟件先解決內部時序問題；（在這一步驟中可以適當加入時序例外，以便時序通過）

然后再加入IO的延遲約束；

最后針對沒有過的時序，添加時序例外。

在《vivado使用誤區(qū)與進階》中，提到了一種叫 UltraFAST 的設計方法。針對下圖中所說的根據(jù)迭代結果添加必要的例外約束（步驟1），為什么是添加必要的呢？是因為雖然是跨時鐘域，但是有時候就算不約束，時序也能過。當碰到時序不過的時候，現(xiàn)階段可以去針對該部分路徑進行時序例外約束，以便后續(xù)繼續(xù)分析。需要注意的是，就算沒有報時序為例，現(xiàn)階段也一定要去留意那些跨時鐘的路徑（通過clock_interaction），確認代碼有沒有做相應的跨時鐘域處理。針對跨時鐘域的代碼處理后面會提到。

定義時鐘約束

時鐘主要可以分為主時鐘以及衍生時鐘。

創(chuàng)建主時鐘。典型的主時鐘根包括有以下幾種情況：輸入端口、千兆位收發(fā)器輸出引腳以及某些硬件原語輸出管腳。

約束實例 ：

create_clock -name SysClk -period 10 -waveform {0 5} [get_ports sysclk]

GT 收發(fā)器輸入引腳，例如已恢復的時鐘，

約束實例 ：

create_clock -name txclk -period 6.667 [get_pin gt0/TXOUTCLK]

創(chuàng)建生成時鐘。

自動衍生時鐘

大部分生成時鐘都由 Vivado 設計套件時序引擎自動衍生獲得，該引擎可識別時鐘修改模塊 (CMB)及其對主時鐘所執(zhí)行的變換。賽靈思 7 系列器件中，CMB 是 ：

? MMCM*/ PLL*

? BUFR

? PHASER*

如果 Vivado 設計套件時序引擎所選擇的自動衍生時鐘名稱并不合適，您可以使用 create_generated_clock 命令強行定義自己的名稱，此時無需指定波形轉換。該約束應剛好位于約束文件中定義主時鐘的約束之后。例如，由 MMCM 實例生成的時鐘的默認名稱是 net0，您可以添加如下約束強制將其設定為自己的名稱（例如fftClk）：

create_generated_clock -name fftClk [get_pins mmcm_i/CLKOUT0]

生成時鐘源自另一個現(xiàn)有時鐘（主時鐘）。通常用來描述由邏輯模塊在主時鐘上執(zhí)行的波形變換。由于生成時鐘的定義取決于主時鐘特性，因此必須首先定義主時鐘。要明確定義生成時鐘，必須使用 create_generated_clock 命令。

create_generated_clock -name GC1 -source [get_pins gen_clk_reg/C] -divide_by 2 [get_

pins gen_clk_reg/Q]

跨時終域處理

跨時鐘域處理，主要是為了避免亞穩(wěn)態(tài)的傳播（注意亞穩(wěn)態(tài)不能消除，但是可以采用一定的方式，降低其傳播的風險）。觸發(fā)器進入亞穩(wěn)態(tài)的時間可以用參數(shù)MTBF（Mean Time Between Failures）來描述，MTBF即觸發(fā)器采樣失敗的時間間隔，表示為：

例如針對單bit數(shù)據(jù)的跨時鐘域處理，是為了讓MTBF增大，使得進入一個可接受范圍。

*跟大家探討一個問題，為什么打兩拍就可以降低亞穩(wěn)態(tài)的傳播呢？

我想到的一個場景如下：

信號a,經過跨時鐘處理后變成了a’；這樣就可以確保在時序滿足的前提下，同一個時鐘域中的1、2、3模塊接收到的a’的值是一致的，如果不做跨時鐘域處理，由于布局布線的延遲不一樣，不能確保到達1、2、3模塊的值是一致的，從而導致邏輯混亂，引起系統(tǒng)的不穩(wěn)定現(xiàn)象。

IO的延遲約束

輸入延遲

外部器件發(fā)送數(shù)據(jù)到FPGA系統(tǒng)模型如下圖所示。對FPGA的IO口進行輸入最大最小延時約束是為了讓FPGA設計工具能夠盡可能的優(yōu)化從輸入端口到第一級寄存器之間的路徑延遲，使其能夠保證系統(tǒng)時鐘可靠的采到從外部芯片到FPGA的信號。

輸入延時即為從外部器件發(fā)出數(shù)據(jù)到FPGA輸入端口的延時時間。其中包括時鐘源到FPGA延時和到外部器件延時之差、經過外部器件的數(shù)據(jù)發(fā)送Tco，再加上PCB板上的走線延時。如下圖所示，為外部器件和FPGA接口時序。

最大輸入延時（input delay max）為當從數(shù)據(jù)發(fā)送時鐘沿（lanuch edge）經過最大外部器件時鐘偏斜（Tclk1），最大的器件數(shù)據(jù)輸出延時（Tco），再加上最大的PCB走線延時（Tpcb），減去最小的FPGA時鐘偏移（FTsu）的情況下還能保證時序滿足的延時。這樣才能保證FPGA的建立時間，準確采集到本次數(shù)據(jù)值，即為setup slack必須為正，計算公式如下式所示：

Setup slack =（Tclk + Tclk2(min)）–（Tclk1(max) +Tco(max) +Tpcb(max) +FTsu）≥0 （1）

最小輸入延時（input delay min）為當從數(shù)據(jù)發(fā)送時鐘沿（lanuch edge）經過最小外部器件時鐘偏斜（Tclk1），最小器件數(shù)據(jù)輸出延時（Tco），再加上最小PCB走線延時（Tpcb），此時的時間總延時值一定要大于FPGA的最大時鐘延時和建立時間之和，這樣才能不破壞FPGA上一次數(shù)據(jù)的保持時間，即為hold slack必須為正，計算公式如下式所示：

Hold slack = （Tclk1(min) + Tco(min) + Tpcb(min)）–（FTh + Tclk2(max)）≥ 0 （2）

我們很容易就可以從公式（1）和（2），推到出（3）

Tclk – Ftsu ≥Tclk1 - Tclk2 + Tco + Tpcb ≥ FTh （3）

在公式（3）中，我們發(fā)現(xiàn)Tclk 、Ftsu以及FTh，對于工具來說是已知的，而Tclk1 - Tclk2 + Tco + Tpcb正是我們需要告知綜合工具的延遲量。

從我們推到出的公式，我們可以得到

Input_delay_max = Tclk – Ftsu; Input_delay_min = FTh ;

輸出延遲

FPGA輸出數(shù)據(jù)給外部器件模型如下圖所示。對FPGA的IO口進行輸出最大最小延時約束是為了讓FPGA設計工具能夠盡可能的優(yōu)化從第一級寄存器到輸出端口之間的路徑延遲，使其能夠保證讓外部器件能準確的采集到FPGA的輸出數(shù)據(jù)。

輸出延時即為從FPGA輸出數(shù)據(jù)后到達外部器件的延時時間。其中包括時鐘源到FPGA延時和到外部器件延時之差、PCB板上的走線延時以及外部器件的數(shù)據(jù)建立和保持時間。如所示，為FPGA和外部器件接口時序圖。

最大輸出延時（output delay max）為當從FPGA數(shù)據(jù)發(fā)出后經過最大的PCB延時、最小的FPGA和器件時鐘偏斜，再加上外部器件的建立時間。約束最大輸出延時，是為了約束IO口輸出，從而使外部器件的數(shù)據(jù)建立時間，即為setup slack必須為正，計算公式如下式所示：

Setup slack =（Tclk + Tclk2(min)）–（Tclk1(max) +FTco(max) +Tpcb(max) +Tsu）≥0 （4）

最小輸出延時（output delay min）為當從FPGA數(shù)據(jù)發(fā)出后經過最小的PCB延時、最大的FPGA和器件時鐘偏斜，再減去外部器件的建立時間。約束最小輸出延時，是為了約束IO口輸出，從而使IO口輸出有個最小延時值，防止輸出過快，破壞了外部器件上一個時鐘的數(shù)據(jù)保持時間，導致hlod slack為負值，不能正確的鎖存到數(shù)據(jù)，最小輸出延時的推導計算公式如下式所示：

Hold slack = （Tclk1(min) + FTco(min) + Tpcb(min)）–（Th + Tclk2(max)）≥ 0 （5）

我們很容易就可以從公式（4）和（5），發(fā)現(xiàn)這兩條公式與前面推導輸入延遲如出一轍。只不過現(xiàn)在FPGA變成了輸出器件，而Tsu、Th是下游器件的參數(shù)，綜合工具并不知情，需要我們告訴他。除了FTco以外，其他參數(shù)都需要我們告訴工具。

由公式（4）我們可以推導出：

FTco(max) + Tpcb(max) –（Tclk2(min) – Tclk1(max)+Tsu ≤Tclk

那么output delay max = Tpcb(max) –（Tclk2(min) – Tclk1(max)+Tsu

同理我們由公式（5）可以推導出：

FTco(min) + Tpcb(min) – （Tclk2(max) – Tclk1(min)）– Th ≥ 0

那么output delay min = Tpcb(min) – （Tclk2(max) – Tclk1(min)）– Th

時鐘為例的一些處理方法

下面是我收集到的一些針對時序為例的常規(guī)處理辦法，也記錄下來與大家分享一下：

下面介紹主要面對的兩個時序問題的處理技巧。

1）setup time 建立時間問題

建立時間是工程設計中最常遇到的問題了。一般說來，導致建立時間違例主要有兩個原因：邏輯級數(shù)太大或者扇出太大。

打開Report Timing Summary界面查看路徑延遲信息。

Levels指的是邏輯級數(shù)logic level，一個logic level的延遲對應的是一個LUT和一個Net的延遲，對于不同的器件，不同頻率的設計能容納的logic level是不同的。假設7系列的-2速度等級250MHz的設計，電路設計的大部分levels最好不要超過8，否則會造成時序收斂困難。

Logic level太大的處理方法就是重定時（Retiming）了，典型的重定時方法就是流水線，將過于冗長的組合邏輯增加寄存器進行打拍。

High Fanout指的是扇出，同樣和器件、設計頻率等有關，如下圖所示：

降低扇出最好不要在綜合設置中指定，過低的扇出限制會造成設計堵塞反而不利于時序收斂，最好的方法是根據(jù)設計中時序最差路徑的扇出進行針對性的優(yōu)化。如果是寄存器的輸出扇出很大，可以使用max_fanout屬性標記寄存器聲明，也可以手動復制寄存器，具體可參考：https://blog.csdn.net/shshine/article/details/52451997

如果不是關鍵時序路徑，而且高扇出網(wǎng)絡直接連接到觸發(fā)器，對扇出超過25K的net插入BUFG：

set_property CLOCK_BUFFER_TYPE BUFG [get_nets netName]

當然，也可以在后期Implementation的物理優(yōu)化設置中優(yōu)化扇出。

2）hold time 保持時間問題

在實踐中，我發(fā)現(xiàn)保持時間問題的問題往往是異步處理的問題。

對于一個信號的跨時鐘域問題，一般使用雙寄存器法（對于慢采快的結繩法這里不討論）。為了降低MTBF（Mean Time Between Failures，平均無障礙時間），這兩個寄存器最好位于同一個slice中?？梢允褂胻cl語言指定，如：

set_property ASYNC_REG TRUE [get_cells [list sync0_reg sync1_reg]]

也可以直接在代碼中指定：

(* ASYNC_REG = "TRUE" *) (* keep = "true" *)reg sync0_reg, sysnc1_reg;

也可以參考代碼模板使用XPM模板進行處理。

**注意：

在發(fā)現(xiàn)同一個時鐘域中，時序還不滿足要求，那應該怎么處理呢？

（這時候只能在修改代碼方向努力了，回到Chipplanner中，分析關鍵路徑，看布線后的路徑是否過長，導致影響時序。還是由于高扇出導致時序為例。針對不同的原因，修改代碼。比如說，路徑過長，通常檢測是否代碼中嵌套的if語句級數(shù)太多？（可以嘗試case語句替代），又或者if的判斷中有表達式（if(a>b)之類的，看能否用電平替代，if(en）等，）對于有些邏輯融合起來一個大的模塊，看能否將大的邏輯塊劃分為若干個小邏輯塊實現(xiàn)。

針對高扇出問題，上述已提到相應的處理方式。

寫到最后想說的是，調時序是一個比較難啃的活，有時候你增加了約束可能時序還會變的更差了，所以說一個良好的代碼風格很重要。假如上述的方法都已經試過了，時序還是很難滿足，可能器件已經快到達極限了，尤其是資源占用率比較高的時候。這時候只能降低時鐘或者替換更高性能的器件啦。

原文標題：FPGA學習-時序分析vivado篇

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