軟件無線電所引起的設(shè)計問題

軟件無線電(SDR)在80年代后期，從先進的軍事和智能應用轉(zhuǎn)向衛(wèi)星和蜂窩系統(tǒng)，并將成為消費應用的主流，這包括蜂窩無線電基站、新一代數(shù)字VHF系統(tǒng)、汽車用多波段AM/FM/XM衛(wèi)星無線電等。

軟件無線電是信號鏈路部分為軟件的無線電。它具有如下特性：

圖1示出一般軟件無線電框圖。

可以用模擬或數(shù)字形式實現(xiàn)很多功能，但是要在元件的可用性、復雜性和成本問題折衷考慮選擇方案。

典型的軟件發(fā)送器元件包括：

軟件接收器元件包括：

無線電的可編程性使用戶的多波段、多模收發(fā)器具有下列模式：

問題是要設(shè)計盡可能完善的線性不隨時間變化的發(fā)送和接收器硬件，使系統(tǒng)能提供一個“干凈”的輸入信號到數(shù)字信號處理硬件，這樣，在軟件控制下一個通用信號鏈路可用于所有工作模式。

也就是說，接收器結(jié)構(gòu)依賴于ADC的選擇，ADC決定可用的動態(tài)范圍。

單個ADC可過取樣或欠取樣被調(diào)制的信號，在處理中執(zhí)行下變頻并用4x取樣提供I和Q輸出。

然而，取樣頻率越高，孔經(jīng)誤差效應就越大，由于時鐘抖動，會影響有效位數(shù)。因此，在速度和分辨率間總是存在固有的折衷考慮。

單ADC可在帶數(shù)控振蕩器(NCO)的數(shù)字下變頻器之后實現(xiàn)如FPGA或接收信號處理器(專用數(shù)字芯片)的功能，在信號到達DSP解調(diào)前也可濾波和分樣。

 圖1   軟件無線電框圖

圖2  建立恢復時間、相位和幅度所必須的軟件

相比，用一個帶模擬基帶同相(I)和正交(Q)輸出的模擬解調(diào)器減輕ADC上的負擔并允許另外對基帶的無源濾波來降低所需的動態(tài)范圍。

其缺點是會導致正交不穩(wěn)定性，這是由于I和Q通道中相位和幅度失配的原因。也需要兩個匹配的抗混淆濾波器(可加倍做為通道濾波器)和匹配的ADC(或匹配的S/H放大器和單個ADC)。

另一個設(shè)計折衷考慮是在模擬和數(shù)字濾波之間。無源模擬濾波器具有低互調(diào)失真而且不耗電，但它有組合延遲，占有顯著的板空間(特別在低頻)以及要折衷考慮成本、帶寬和Q值。

數(shù)字濾波器可設(shè)計成具有接近于理想的性能，但也得考慮速度—功率折衷，更多的抽頭或更高的工作頻率需要DSP更高的MIPS、FPGA中專用硬件或接收信號處理器(可提供下變頻、分樣和濾波)。

ADC的動態(tài)范圍是模擬和數(shù)字濾波之間的基本折衷考慮：模擬濾波更多地降低ADC所需的動態(tài)范圍，而且無源濾波器不耗電，而數(shù)字濾波器更增加ADC所需的動態(tài)范圍，但數(shù)字濾波器可具有接近于理想的特性。

對于線性系統(tǒng)，ADC必須適應所有希望的信號加干擾加衰減容限以及自動增益控制(AGC)響應時間。確定ADC動態(tài)范圍的計算必須包括：

通常，寬帶接收器比窄帶接收器含有更寬的ADC動態(tài)范圍和較小的總增益(~35dB)和較窄的AGC范圍(~10dB)。

系統(tǒng)設(shè)計也包括級聯(lián)噪聲指數(shù)和監(jiān)聽分析以及頻率規(guī)劃。頻率規(guī)劃是一種技巧，設(shè)計人員必須仔細選擇系統(tǒng)時鐘、中頻和本地振蕩器頻率，使內(nèi)部和外部干擾最小。

不關(guān)注系統(tǒng)時鐘將是不完整的頻率規(guī)劃。系統(tǒng)時鐘通常是編碼數(shù)據(jù)幀率的倍數(shù)。往往也是信道間隔的倍數(shù)，允許使用整數(shù)N鎖相環(huán)(PLL)。

一個完整的設(shè)計也包括用于最小和最大輸入信號電平的總系統(tǒng)計算，最小輸入信號的一組計算是在AGC關(guān)掉無增益降低情況下進行，最大信號電平的一組計算是在AGC完全工作在最大增益降低情況下進行。這也包括最小和最大信號電平的交互調(diào)制失真(IMD)效應。

系統(tǒng)設(shè)計的一個敏感點是AGC系統(tǒng)。在軟件無線電中，AGC靠降低大信號的增益來保持系統(tǒng)線性度。這樣設(shè)置AGC閾值：C/N增加線性度，直到達到最佳C/N為止，然后，降低增益。

所設(shè)置的AGC閾值也應使ADC有余量，這樣AGC系統(tǒng)有時間來響應輸入信號的快速變化并避免過載。AGC有兩種基本實現(xiàn)方法：前饋和反饋。

AGC實現(xiàn)

典型的前饋AGC系統(tǒng)用對數(shù)放大器測量輸入信號(通常在中頻)并置下游增益來保持在AGC中的恒定信號電平。這是最快的響應系統(tǒng)，但需要定標，這是由于它依賴于對數(shù)放大器和可變增益放大器定標因數(shù)(dB/v)的精度。

典型的反饋AGC系統(tǒng)對被檢測信號與基準進行比較，并用反饋來保持被檢信號電平恒定。系統(tǒng)應具有快速起動(增益降低)和慢速(增益增大)AGC時間常數(shù)。對于穩(wěn)定的環(huán)路它需要線性dB增益。信號通路等待時間可允許接收器被強信號封閉。

例如，用帶峰值檢測器(在IF)的模擬AGC在反饋有效前用幾個周期充電AGC電容器。

用基帶中的檢測器并從I和Q基帶值計算信號電平值，但等待時間比IF所希望AGC的值更壞，特別是在DSP中計算時更是這樣。

在改變頻率時也必須考慮PLL的建立時間，此時間延遲會導致經(jīng)過系統(tǒng)的等待時間。例如，改變頻率的時間必須包括PLL的建立時間、AGC響應時間、信號從天線到ADC的傳播時間，ADC轉(zhuǎn)換時間和DSP中信號處理時間。

DSP中相關(guān)的解調(diào)是最復雜的結(jié)構(gòu)，最好的結(jié)構(gòu)形式示于圖2。

匹配濾波器通常對于二進制相移鍵控(BPSK)和正交相移鍵控(QPSK)分別是最大似然檢測器(MLD)或平方/正交檢測器。若可以處理MLD的額外處理，則低信號跟蹤性能的增益可以是6dB或更高。在很多情況下，由PLL恢復載波和時鐘。

輸入一般為過取樣，并存儲在環(huán)形緩沖器中。對此緩沖器的讀標志是經(jīng)NCO的時鐘環(huán)路濾波器的輸出。另外，可以用經(jīng)過ADC的插入器或直接取樣。

復合混頻器(在基帶)區(qū)分正和負頻率。它們也不需要低通濾波來去除混頻分量?；祛l器的輸出饋入匹配濾波器單元，此單元采用一個最大的似然檢測器。每個輸入波形用每個可能的輸入波形校正。選擇最大校正做為最類似被接收的波形。

對于包含在存儲器中的波形，如最小鍵移(MSK)、匹配濾波器單元應該用格子結(jié)構(gòu)方法來達到最好誤碼率(BEK)性能。而選擇最大相關(guān)，可用每個相關(guān)做為Viterbi算法的分支量度。

在選擇逆行程長度時，為了不導致過量延遲進入恢復環(huán)路應該小心從事。對于調(diào)制需要較長逆行程來講，恢復環(huán)路可以用比數(shù)據(jù)判定更短的逆行程。

載波相位檢測器單元用最類似的基準波形計算關(guān)于輸入波形相關(guān)相位的微商。這種相位檢測器比傳統(tǒng)的相移鍵控平方環(huán)路檢測器好3dB。

環(huán)路濾波器單元的階指示環(huán)路可以精確恢復的誤差類型。

1階環(huán)路對頻率步具有穩(wěn)態(tài)誤差響應。2階環(huán)路可以精確地恢復頻率步，但對頻率斜波具有穩(wěn)態(tài)誤差響應。3階環(huán)路也用于需要精確頻率斜波恢復的地方，然而，必須小心避免輸入增益不穩(wěn)定度問題。

類型指示環(huán)路中精確積分器數(shù)。NCO是1種積分器，而環(huán)路濾波器將包含其余部分。

根據(jù)缺席規(guī)則，1階濾波器是在濾波器中不帶積分器的I型。2階濾波器可以是I型有“漏隙”的積分器或II型“精確”積分器。注意，2階II型在其精確積分器中具有無限大的存儲器，因此，不強迫恢復到零。因此，它必須箱位到最大和最小值。

載波NCO單元產(chǎn)生頻率正比于輸入值的正弦波，可以用內(nèi)置 sin() 和cos()的C三角函數(shù)，但是耗時?？捎貌楸硖娲辔粩?shù)字化噪聲耗費的執(zhí)行速度增加。

時鐘相位檢測器單元的設(shè)計取決于調(diào)制類型。因為對于匹配濾波器相關(guān)的時間導數(shù)沒有嚴格形式解，所以時鐘相位檢測器是與調(diào)制有關(guān)的。

BPSK和頻移鍵控(FSK)解調(diào)器一般采用early-late gater技術(shù)。這可經(jīng)過±Ts/2符號變化積分實現(xiàn)。

MSK和連續(xù)相位調(diào)制形式做為時鐘相位檢測器。這是由于波形是正弦波和時間導數(shù)正比于相比導數(shù)。

結(jié)語

以前，軍事通信系統(tǒng)領(lǐng)域的軟件無線電正在進入主流應用。軟件無線電所帶來相互適用性和能力，使得在不同應用中用軟件更新可增加新的模式。與這種靈活性相伴而來的是復雜的設(shè)計問題。