- 利用7GHZ頻率合成器實現(xiàn)快速鎖定、高靈敏度的IF調(diào)諧無線接收機

在圖2中，一個頻率固定的RF LO將信號向下變頻到IF頻段，而信道的調(diào)諧在IF中完成。仍以DCS1800為例，我們可以選擇頻率固定為1520MHz的RF LO。這可以從一路6080MHz的信號通過÷4分頻來獲得。

RF LO 的相噪聲為：

–219 + 20 log 950 + 10 log （6.4 × 106） – 20 log 4
= –219 + 59.5 + 68 – 12
= –103.5 dBc/Hz

參考雜散將出現(xiàn)在偏離載波6.4MHz的頻率上，量值很?。?－90dBc），這是因為（a）4分頻電路對應(yīng)12dB的衰減，以及（b）——由于這是固定頻率的LO——環(huán)路帶寬可以變得很?。ɡ?0kHz）。簡單地施加一路20dB/十倍頻程的衰減，將可以進一步衰減寄生分量。

在200kHz、400kHz、600kHz和800kHz處將不存在參考雜散，而鎖定時間也不成問題，因為在頻率固定的RF電路中無需進行任何調(diào)諧操作。

調(diào)諧作用的IF電路

我們繼續(xù)討論DCS1800實例，圖2示出了一種可調(diào)諧的IF電路，其調(diào)節(jié)范圍從285MHz到380MHz，步進為200kHz。為了實現(xiàn)此功能，PFD頻率選用為3.2MHz ，相應(yīng)產(chǎn)生的初始LO信號可以從4560變化到5760MHz，調(diào)諧的步進為3.2MHz。對這些頻率進行16分頻，就可以獲得所需要的285MHz～360MHz、步進為200kHz的信號。
可調(diào)諧的IF電路在最差情形下的位相噪聲為：

–219 + 20 log 1800 + 10 log （3.2 × 106） – 20 log 16
= –219 + 65 + 65 – 24
= –113 dBc/Hz

參考雜散將出現(xiàn)在偏離載波3.2MHz處。通過選擇500kHz的環(huán)路帶寬， 在3.2MHz的雜散將低于－90dBc。在一個DSC系統(tǒng)中，參考雜散件小的的重要頻率點是200kHz、400kHz、600kHz和800kHz。不過在我們所提出的配置中，這些頻率點上并不存在寄生分量，因為我們選用的PFD工作頻率高達3.2MHz。

在環(huán)路帶寬設(shè)定為500kHz， PFD頻率為3.2MHz時，系統(tǒng)可以在10 µs以內(nèi)完成鎖相操作，且偏差在10°以內(nèi)。圖3所示的是頻率鎖定的響應(yīng)特性。

濾波方面的考慮

上述的兩種架構(gòu)實質(zhì)上都屬于超外差，采用了兩級下變頻電路。在每一級電路中，濾波都有著關(guān)鍵性影響。

在圖1中，位于LNA之前的RF濾波器可以抑制很強的帶外干擾，IF濾波器可以選用窄帶（在GSM體制中可以為200kHz）來抑制帶內(nèi)干擾。

在圖2中，RF濾波器與圖1中所示的相同。不過，圖2中的IF濾波器不能采用窄帶的。它必須能覆蓋整個信號帶寬，因為調(diào)諧是在其后才發(fā)生的。這意味著，帶內(nèi)干擾信號將在信號鏈后面的基帶處理中濾除。ADI可以提供若干種IF到基帶的接收機，包括AD6650、AD6652、AD9870和AD9874。在使用如圖2所示的架構(gòu)時，應(yīng)該仔細考慮這些器件的選用。

結(jié)論

讓PLL的內(nèi)核以更高的PFD頻率工作（最終的LO頻率的整數(shù)倍）可以改善相位噪聲、輸出參考雜散和鎖定時間性能。另外，可調(diào)諧的IF架構(gòu)可以提供更高的性能，因為其倍頻可以采用更高的整數(shù)倍。不過，需要精心考慮濾波方面的需求。

本文中所示的例子是針對整數(shù)N分頻鎖相環(huán)ADF4107的，但這種結(jié)構(gòu)并不僅限于此，采用小數(shù)N分頻體系結(jié)構(gòu)，也能實現(xiàn)類似的性能改善。