ADC中如何確定位數(shù)以及有效位數(shù)的理解 - 全文

　　ADC/模數(shù)轉換器簡介

　　模數(shù)轉換器即A/D轉換器，或簡稱ADC，通常是指一個將模擬信號轉變?yōu)?a target="_blank">數(shù)字信號的電子元件。通常的模數(shù)轉換器是將一個輸入電壓信號轉換為一個輸出的數(shù)字信號。由于數(shù)字信號本身不具有實際意義，僅僅表示一個相對大小。故任何一個模數(shù)轉換器都需要一個參考模擬量作為轉換的標準，比較常見的參考標準為最大的可轉換信號大小。而輸出的數(shù)字量則表示輸入信號相對于參考信號的大小。

　　分類及特點

　　模數(shù)轉換器的種類很多，按工作原理的不同，可分成間接ADC和直接ADC。間接ADC是先將輸入模擬電壓轉換成時間或頻率，然后再把這些中間量轉換成數(shù)字量，常用的有雙積分型ADC。直接ADC則直接轉換成數(shù)字量，常用的有并聯(lián)比較型ADC和逐次逼近型ADC。

　　并聯(lián)比較型ADC：采用各量級同時并行比較，各位輸出碼也是同時并行產(chǎn)生，所以轉換速度快。并聯(lián)比較型ADC的缺點是成本高、功耗大。

　　逐次逼近型ADC：它產(chǎn)生一系列比較電壓VR，但它是逐個產(chǎn)生比較電壓，逐次與輸入電壓分別比較，以逐漸逼近的方式進行模數(shù)轉換的。它比并聯(lián)比較型ADC的轉換速度慢，比雙分積型ADC要快得多，屬于中速ADC器件。

　　雙積分型ADC：它先對輸入采樣電壓和基準電壓進行兩次積分，獲得與采樣電壓平均值成正比的時間間隔，同時用計數(shù)器對標準時鐘脈沖計數(shù)。它的優(yōu)點是抗干擾能力強，穩(wěn)定性好;主要缺點是轉換速度低。

　　ADC工作原理

　　輸入端輸入的模擬電壓，經(jīng)采樣、保持、量化和編碼四個過程的處理，轉換成對應的二進制數(shù)碼輸出。采樣就是利用模擬開關將連續(xù)變化的模擬量變成離散的數(shù)字量，如上圖中波形③所示。由于經(jīng)采樣后形成的數(shù)字量寬度較窄，經(jīng)過保持電路可將窄脈沖展寬，形成梯形波，如波形④所示。量化就是將階梯形模擬信號中各個電壓值轉化為某個最小單位的整數(shù)倍，便于用數(shù)字量來表示。編碼就是將量化的結果（即整數(shù)倍值）用二進制數(shù)碼來表示。。這個過程就實現(xiàn)了模/數(shù)轉換。目前集成模／數(shù)轉換器種類較多，有8位、10位模／數(shù)轉換器。

　　ADC位數(shù)的確定

　　ADC位數(shù)是根據(jù)傳輸方式和噪聲來計算的。如，64QAM/7/8碼率在視頻解碼正常的最低信噪比為28dB（某種衰落信道下）；OFDM在輕微削波時的峰均比假設為11dB，所以ADC的最大信噪比至少要40dB，考慮信號波動給AGC留出3dB的余量，那么ADC至少要42/6=7位。剩下的就應該是考慮到噪聲等因素留的余量了。

　　ADC每增加一位，信噪比提高6dB，前提是輸入ADC的波形沒有噪聲。模擬信號的信噪比是一定的，ADC之后的信號的最高信噪比也就定了。

　　我覺得得分情況。有兩點：首先RF指標不可能無限高的；其次，RF指標越高成本越高。對低成本系統(tǒng)，是鏈路預算決定射頻指標，如wlan；對高成本系統(tǒng)，可能是RF指標決定鏈路預算，如星際通信。

　　選AD，看接收信號的動態(tài)范圍要求和解調(diào)性能的要求。 非線性指標，取決于接收信號的特性以及干擾的特性。

　　ADC有效位數(shù)的理解

　　假設一個12位非理想的ADC，其ENOB為10bit，這并不表示把ADC的后兩位刪掉就可以當做一個理想的10bitADC來使用，如果去掉后兩位把該ADC作為一個10bit的ADC來測試，你會發(fā)現(xiàn)它的ENOB不到10bit。

　　ENOB的計算方法是使用ADC測量出的SNDR根據(jù)公式SNDR=6.02*ENOB+1.76換算而來的，從這個公式我們可以明白這里ENOB的意思是12bit非理想ADC的SNDR與理想的10bitADC的SNR相等。

　　對于一個非理想的ADC，其輸出不僅有量化噪聲，還有失真引起的高次諧波，所以會在SNDR的計算中抵消一部分精度。

　　信噪失真比 SNDR

　　SNDR是指頻帶內(nèi)信號總功率和噪聲以及諧波功率之和的比值。它的定義和SNR的定義類似，只是為了強調(diào)ADC中的諧波失真。

　　ADC的有效位數(shù)與有效分辨率的區(qū)別

　　ADC的分辨率位數(shù)（N）可決定ADC的動態(tài)范圍（DR），其代表ADC可測量的輸入信號等級范圍，通常以［dB］為單位。DR可定義為：

　　請注意，由于信號在給定時間視窗內(nèi)的RMS幅值取決于信號幅值在該時間視窗內(nèi)如何變化，因此ADC的DR變化取決于輸入信號特征。對于其滿量程范圍（FSR）內(nèi)的恒定DC輸入而言，理想的N位ADC可分別測量FSR和FSR/2N的最大及最小RMS幅值。因此，ADC的DR為：

　　同理，對于幅值隨ADCFSR變化而變化的正弦波信號輸入而言，理想的N位ADC可測量（FSR/2）/√2的最大RMS幅值。正弦波輸入信號的最小可測量RMS幅值受量化誤差的限制，其近似于幅值為半個LSB或FSR/2N+1的鋸齒波。幅值A的鋸齒波RMS幅值為A/√3。因此，正弦波輸入信號的理想ADC的DR是：

　　真正的ADC具有可降低DR的誤差。事實上，根據(jù)輸入信號特征的不同，在輸入信號接近其最小值時，ADC輸出有不同類型的誤差占主導地位。

　　對于恒定DC輸入而言，ADC的輸出誤差主要取決于所謂的“過渡”噪聲，其包含ADC、ADC驅動器以及電源等組件的固有寬帶散熱噪聲。如果ADC不存在較大的線性（DNL）問題，過渡噪聲可在ADC輸出端產(chǎn)生一個近似高斯代碼分布。

　　本直方圖的一個標準偏差（σHISTO）相當于過渡噪聲的RMS值。在σHISTO》1LSB時，ADC的DCDR就會減小至：

　　將（2）和（4）組合起來，可重新計算出降低的分辨率或有效分辨率：

　　同理，對于時間變化的輸入而言，ADC的輸出包含動態(tài)誤差（即量化噪聲與失真）以及可降低DR的過渡噪聲。改變后的DR通常被稱為SINAD，重新計算的ADC分辨率被稱為ENOB。因此：

　　總之，給定ADC可能具有不同的DR和分辨率，主要取決于輸入是AC（交流）還是DC（直流）信號。因此，ADC分辨率有單獨的衡量指標，其對應于不同的輸入條件，即ENOB對應于AC（交流），有效分辨率對應于DC（直流）輸入。確定哪種更適合自然取決于您的應用。